电力电子技术-Chapter7软开关

1、学习指导学习指导学习指导学习指导软开关是指，通过在开关变换器中增加很小的电感、电容等谐振元件，并在开关过程前后引入谐振过程，使开关开通前电压先降为零，或关断前电流先降为零，就可以消除开关过程中电压、电流的重叠区，从而消除开关损耗和开关噪声。软开关分为零电压开关与零电流开关零电压开关与零电流开关。根据软开关技术发展的历程，软开关变换器分为准谐振变准谐振变换器、换器、PWM软开关变换器软开关变换器。学习指导学习指导学习指导学习指导 准谐振变换器（QRC）的特点是谐振元件参与能量变换的某一个阶段，而不是全程参与。 准谐振变换器分为零电压开关准谐振变换器（ZVS QRC），零电流开关准谐振变换器（ZC

2、S QRC），零电压开关多谐振变换器（ZVS MRC），和用于逆变器的谐振直流环节（Resonant DCLink），这类变换器一般需要采用频率调制方法。 准谐振软开关DC/DC变换器最主要的特点就是利用PFM调压，这使得电源的输入滤波器、输出滤波器的设计复杂化。学习指导学习指导学习指导学习指导 常规的PWM变换器开关频率恒定，控制方法简单。 在准谐振软开关DC/DC变换器中，谐振产生在整个开关管导通或开关管关断过程，若把谐振控制在开关管导通前或关断前很小一段时间内，且谐振半周期远小于开关周期，这就构成了PWM软开关变换器。 PWM软开关变换器主要分为零开关零开关PWM变换器、零转换变换器、零

3、转换PWM变换器和移相全桥软开关变换器和移相全桥软开关PWM变换器变换器。 学习指导学习指导学习指导学习指导 本章主要讨论软开关的基本概念与分类，谐振型软开关变换器、准谐振软开关变换器和PWM软开关变换器的电路构成和基本的工作原理。建议重点重点学习以下主要内容： 1）软开关的基本概念与分类、软开关电路的分类。 2）准谐振软开关电路的工作原理和电路工作特点。 3）零电压、零电流开关电路的构成特点、工作原理；零转换开关电路的构成特点、工作原理；移相控制软开关PWM全桥变换器的工作原理。 123概述概述 准谐振软开关变换器准谐振软开关变换器PWMPWM软开关变换器软开关变换器基本内容 随着开关频率的

4、提高，常规的PWM功率变换技术会面临许多问题，一方面开关管的开关损耗会成正比的上升，使电路的效率大大的降低，从而使变换器处理功率的能力大幅下降；另一方面，系统会对外产生严重的电磁干扰（EMI）。 所谓软开关是指开关管通、断过程不存在电压、电流交叠区，通常是指开关管开通时电压已为零的零电压开关ZVS（Zero Voltage Switching）和开关管关断时电流已为零的零电流开关ZCS（Zero Current Switching）或近似零电压开关与零电流开关。 7.1 概述概述 而所谓硬开关就是开关管开通、关断过程存在电流、电压交叠区，硬开关过程是通过突变的开关过程中断功率流而完成能量的变换

5、； 而软开关过程是通过电感L和电容C的谐振，使开关器件中的电流（或其两端的电压）按正弦或准正弦规律变化，当电流过零时，使器件关断，或者当电压下降到零时，使器件导通。开关器件在零电压或零电流条件下完成导通与关断的过程，将使器件的开关损耗在理论上为零。 软开关技术的应用使电力电子变换器可以具有更高的效率，同时功率密度和可靠性得到提高，并有效的减小电能变换装置引起的电磁干扰和噪声等。7.1 概述概述7.1.1 功率电路的开关过程功率电路的开关过程 在功率变换电路中，每只功率管都要进行开通与关断控制。 功率管在开通时开关管的电压不是瞬时下降到零，而是有一个下降时间，同时它的电流也不是瞬时上升到负载电流

6、，也有一个上升时间。 在这段时间里，电流和电压有一个交叠区，产生损耗，通常称之为开通损耗（Turn-on loss），如图7-1(a)所示。 （a）开通过程图7-1 开关管开通与关断过程的电压电流及功率损耗曲线7.1.1 功率电路的开关过程功率电路的开关过程 当开关管关断时，开关管的电压不是瞬时从零上升到电源电压，而是有一个上升时间，同时它的电流也不是瞬时下降到零，也有一个下降时间。 在这段时间里，电流和电压也有一个交叠区，产生损耗，通常称之为关断损耗（Turn-off loss），如图7-1(b)所示。 （a）关断过程图7-1 开关管开通与关断过程的电压电流及功率损耗曲线iu0ptt0tof

7、fICUC7.1.1 功率电路的开关过程功率电路的开关过程 可见当功率管开通和关断时，要产生开通损耗和关断损耗，统称为开关损耗（Switching loss），通常可由一个开关周期的平均开通和关断损耗求出。 假设导通后流入功率管电流为IC，关断后功率管承受的电压为UC，导通时的管压降忽略不计，且假设开关过程中，电流i、电压u按线性变化，由图7-1分析，不难求得导通和关断过程功率管的电流、电压瞬时值i、u，即 开通过程： 关断过程： ttIionCttUUuonCCttIIioffCCttUuoffC7.1.1 功率电路的开关过程功率电路的开关过程 一个开关周期的平均开通和关断损耗PS为：1of

8、fon00offonttSiudtiudtTPPPonoff00offCoffCConCCon)()(ttCstdttUttIIdtttUUttIfCCoffon6IUftts 7-1式中：PS 功率管开关损耗； ton功率管开通时间； toff功率管关断时间； fs 功率管开关频率； UC关断后功率管承受的电压； IC 导通后流入功率管的电流。在工作电压和工作电流一定的条件下，功率管在每个开关周期中的开关损耗是恒定的，变换器总的开关损耗与开关频率成正比。开关损耗的存在限制了变换器开关频率的提高，从而限制了变换器的小型化和轻量化。同时，开关管工作在硬开关时还会产生较高的di/dt和dv/dt，

9、从而产生较大的电磁干扰。 7.1.2 软开关的特征及分类软开关的特征及分类 在开关变换器中增加电感、电容等谐振元件，并在开关过程前后引入谐振过程，使开关开通前电压先降为零，或关断前电流先降为零，就可以消除开关过程中电压、电流的重叠，从而消除开关损耗，这样的开关变换器称为软软开关变换器开关变换器。 软开关变换器中典型的开关过程如图7-2所示，具有这样开关过程的功率开关称为软开关软开关。图7-2 软开关的开关过程7.1.2 软开关的特征及分类软开关的特征及分类 若使开关管开通前其两端电压为零，则开关管开通时就不会产生损耗，这种开通方式称为零电压开通零电压开通，简称零电压开关零电压开关；使开关管关断

10、前流过其电流为零，则开关管关断时也不会产生损耗和噪声，这种关断方式称为零电流关断零电流关断，简称零电流开关零电流开关；零电压开通和零电流关断要靠电路中的谐振来实现。 与开关管相串联的电感能使开关开通后电流上升延缓，降低了开通损耗，但关断时功率管的电压应力增大；与开关并联的电容能使开关关断后电压上升延缓，从而降低关断损耗，但开通时功率管的电流应力增大。显然串联电感和并联电容虽然能降低开关管的开关损耗，但其开关过程却增加了开关管的电压、电流应力，从而得不偿失，因此常与零电压开通和零电流关断配合应用。7.1.2 软开关的特征及分类软开关的特征及分类 软开关技术问世以来，经历了不断的发展和完善，前后出

11、现了许多种软开关电路，新型的软开关拓扑仍不断的出现。 根据变换器中主要的开关元件是零电压开通还是零电流关断，可以将软开关电路分成零电压电路和零电流电路两大类。通常，一种软开关电路要么属于零电压电路，要么属于零电流电路。 根据软开关技术发展的历程可以将软开关电路分成全谐振型变换器或谐振型变换器、准谐振变换器、零开关PWM变换器和零转换PWM变换器。7.1.3 谐振电路的构成与特性谐振电路的构成与特性 谐振电路是谐振变换器的基本单元，它包括串联谐振电路和并联谐振电路。 1）串联谐振电路串联谐振电路 （1）基本的串联谐振电路 基本的串联谐振电路如图7-3（a）所示，Lr是谐振电感，Cr是谐振电容，U

12、i是输入直流电源。(a)图7-3 基本的串联谐振电路7.1.3 谐振电路的构成与特性谐振电路的构成与特性 根据图7-3（a），列出电路微分方程为(a)图7-3 基本的串联谐振电路LrCrrCrLrridtduCUudtdiLi7-2 假设t0时刻，谐振电感的初始电流为iLr(t0)=ILr0，谐振电容的初始电压uCr(t0)=UCr0，解微分方程组7-2得为)(sin)(cos)(0rr0Cri0r0LrLrttZUUttIti)(sin)(cos)()(0r0Lrr0r0CriiCrttIZttUUUtu7-37-4 rrr/1CLrrr/CLZ 式中，谐振角频率；，特征阻抗。7.1.3 谐

13、振电路的构成与特性谐振电路的构成与特性 若电路的初始状态为零初始状态，即ILr0= iLr(t0)=0，UCr0=uCr(t0)=0，则(b)图7-3 基本的串联谐振电路)(sin)(0rriLrttZUti)(cos)(0riiCrttUUtu7-57-6 此 时 ， 谐 振 电 容 电 压 最 大 值 为UCrmax=2Ui，谐振电感电流的最大值为ILrmax=Ui/Zr，仅决定于电源电压Ui和 特征阻抗Zr。如果Lr变小或Cr变大，谐振电感电流的最大值增大，而谐振电容电压的最大值不变。iLr和uCr分别按正弦和余弦规律变化，如图7-3(b)所示。表明谐振电感和谐振电容所储的能量相互交换，

14、uCr达到最大值时，iLr则正好为零。7.1.3 谐振电路的构成与特性谐振电路的构成与特性 （2）谐振电容并联电流源的串联谐振电路 在串联谐振电路的谐振电容上并联一个电流源，即构成另一类串联谐振电路，其电路结构如图7-4（a）所示。 根据图7-4（a），列出电路微分方程为(a)图7-4 谐振电容上并联一个电流源的串联谐振电路 0LrCrriCrrIidtduCUudtdiLLr7-77.1.3 谐振电路的构成与特性谐振电路的构成与特性 假设在t0时刻，谐振电感的初始电流为iL r(t0)=IL r 0，谐振电容的初始电压uCr(t0)=UCr0，解微分方程组（7-7），得到(a)图7-4 谐振

15、电容上并联一个电流源的串联谐振电路 )(sin)(cos)()(0rr0Cri0r00Lr0LrttZUUttIIIti7-8)(sin)()(cos)()(0r00Lrr0r0CriiCrttIIZttUUUtu7-9rrr/1CLrrr/CLZ 式中，谐振角频率；，特征阻抗。7.1.3 谐振电路的构成与特性谐振电路的构成与特性 对比式7-5、式7-6、式7-10、式7-11可知，与基本的串联谐振电路相比，谐振电容并联电流源的串联谐振电路，仅在谐振电感电流中增加了一个直流分量Io，如图7-4（b）所示。图7-4 谐振电容上并联一个电流源的串联谐振电路 )(sin)(0rri0LrttZUIt

16、i7-10)(cos)(0riiCrttUUtu7-11 假设电路初始状态为零初始状态，即ILr0= iLr(t0)=I0，UCr0=uCr(t0)=0，则 (a)(b)7.1.3 谐振电路的构成与特性谐振电路的构成与特性 2）并联谐振电路）并联谐振电路 基本的并联谐振电路如图7-5(a)所示，图中Lr是谐振电感，Cr是谐振电容,Ii是输入直流电流源。 根据图7-5(a)，列出电路微分方程为 图7-5 基本的并联谐振电路(a)CrLrriCrrLrudtdiLIdtduCi7-127.1.3 谐振电路的构成与特性谐振电路的构成与特性 图7-5 基本的并联谐振电路 假设在t0时刻，谐振电感的初始

17、电流为iLr(t0)=ILr0，谐振电容的初始电压uCr(t0)=UCr0，解微分方程组7-12得(a)(sin)(cos)()(0rr0Cr0ri0LriLrttZUttIIIti7-13)(sin)()(cos)(0r0Lrir0r0Cr0CrttIIZttUtu7-14 rrr/1CLrrr/CLZ 式中，谐振角频率；，特征阻抗。7.1.3 谐振电路的构成与特性谐振电路的构成与特性 图7-5 基本的并联谐振电路 若电路初始状态为零初始状态，即ILr0= iLr(t0)=0，UCr0=uCr(t0)=0，则 (b)(cos1 )(0riLrttIti7-15)(sin)(0rirCrttI

18、Ztu 7-16 此 时 ， 谐 振 电 感 中 电 流 最 大 值 为ILrmax=2Ii，谐振电容两端的电压最大 值为UCrmax=ZrIi，仅决定于电源电压Ii和特征阻抗Zr。如果Lr变小或Cr变大，谐振电感电流的最大值不变，而谐振电容电压两端电压最大值减小。uCr和iLr分别按正弦和余弦规律变化，如图7-5（b）所示。7.2 准谐振软开关变换器准谐振软开关变换器 准 谐 振 变 换 器 （ Q u a s i R e s o n a n t Converter，QRC）的出现是软开关技术的一次飞跃，这类变换器的特点是谐振元件参与能量变换的某一个阶段，不是全程参与。 准谐振变换器分为零电

19、压开关准谐振变换器（Zero Voltage Switching Quasi Resonant Converter，ZVS QRC），对应的基本开关单元如图7-6(a)所示；(a)图7-6 准谐振电路的基本开关单元7.2 准谐振软开关变换器准谐振软开关变换器 零电流开关准谐振变换器（Zero Current Switching Quasi Resonant Converter，ZCS QRC），对应的基本开关单元如图7-6(b)所示；零电压开关多谐振变换器（Zero Voltage Switching Multi Resonant Converter，ZVS MRC），对应的基本开关单元如图7

20、-6(c)所示；用于逆变器的谐振直流环节（Resonant DCLink），对应的等效电路如图7-10(a)所示，这类谐振变换器一般均需采用频率调制（PFM）方法。 (a) (b) 图7-6 准谐振电路的基本开关单元图7-10 谐振直流环电路的等效电路及理想化波形7.2.1 零电压开关准谐振变换器零电压开关准谐振变换器 零电压开关技术的应用，能有效减小功率器件开通时的损耗，从而提高变换器的开关频率。将Boost变换器中的开关用准谐振零电压开关代替就构成了零电压开关准谐振Boost变换器，其简化电路如图7-7（a）所示。7.2.1 零电压开关准谐振变换器零电压开关准谐振变换器 将输入部分看作恒流

21、源，输出负载部分看作电压负载Uo。开关管VTS导通时，有输入电流Ii，二极管VD关断，没有电流注入电压负载，在t0时间，开关管VTS关断，输入电流流入电容Cr，给电容充电。 图7-7（b）给出零电压准谐振Boost变换器的典型的工作波形。 图7-7 零电压开关准谐振Boost变换器的简化电路及其工作波形(a)电路拓扑 （b）主要工作波形 7.2.1 零电压开关准谐振变换器零电压开关准谐振变换器 稳态工作时，一个完整的开关周期分为4个阶段，各阶段工作过程分析如下： （1）t0 t1阶段，电容充电阶段，电流路径示意图如图7-8(a)所示。 t0之前，VTS导通，输入电流Ii经VTS续流，t0时刻，

22、开关管VTS关断，电容Cr充电，Cr上的电压线性uCr上升，在t1时刻，uCr达到Uo，二极管VD导通。 7.2.1 零电压开关准谐振变换器零电压开关准谐振变换器 （2）t1 t4阶段，谐振阶段，电流路径示意图如图7-8(b)所示。 t1时刻，二极管VD导通，一部分Ii流入Uo，一部分Ii给电容充电，t2时刻，iLr达到Ii，这时电容电压达到峰值；随后谐振电容开始放电，当电容电压uCr降到Uo，iLr达到峰值，随后iLr开始减小，直到uCr降到零，谐振过程结束，这时VDS导通流过反向电流。 。 7.2.1 零电压开关准谐振变换器零电压开关准谐振变换器 （3）t4 t6阶段，电感放电阶段，电流路

23、径示意图如图7-8(c)所示。 t4 t5期间，电感电流经VDS续流，将VTS两端电压箝位成零电压，这段期间开通VTS，VTS零电压开通。这段时间电感电流iLr线性下降，iS线性增大 t5时刻，iLr下降到等于Ii，接着iLrIo，t0时刻，开关管VTS关断，Lr和Cr发生谐振，iLr对Cr充电，Cr上的电压上升。 7.2.1 零电压开关准谐振变换器零电压开关准谐振变换器 在t1时刻，uCr达到Ui，iLr达到峰值，随后iLr继续向Cr充电，直到t2时刻iLr = Io，uCr达到谐振峰值 接着，uCr向Lr和L放电，iLr降低，到零后反向，直到t3时刻uCr =Ui，iLr达到反向谐振峰值，

24、随即iLr开始衰减，uCr继续下降，t4时刻，uCr = 0，VTS的反并联二极管VDS导通，uCr被箝位于零。 7.2.1 零电压开关准谐振变换器零电压开关准谐振变换器 （2）t4 t6阶段，电感充电阶段。 t4 t5阶段，负载电流一部分经VDS续流，iLr线性上升，VTS两端电压被箝位在零，在这段时间内开通VTS，则可实现VTS零电压开通，随后电流iLr继续线性上升，t5时刻，iLr = Io 直到t6时刻，VTS再次关断。t4 t6阶段，直流母线电压被箝位成零，若这时逆变桥内开关管换相，则也是零电压开通或关断。 缺点：电压谐振峰值很高，增加了对开关器件耐压的要求。7.2.2 零电流开关准

25、谐振变换器零电流开关准谐振变换器 将Buck变换器中的开关用准谐振零电流开关代替就构成了零电流开关准谐振Buck变换器，如图7-11(a)所示，其工作波形如图7-11(b)所示。 开关周期分为4个阶段，假定在开关VTS导通以前，负载电流经二极管VD续流，电容Cr上电压箝位到零。（a）电路拓扑 （b）主要工作波形 图7-11零电流开关准谐振Buck变换器电路拓扑及其工作波形7.2.2 零电流开关准谐振变换器零电流开关准谐振变换器 （1）t0 t1阶段，电感充电阶段，电流路径示意图如图7-12(a)所示。 t0之前，VTS不导通，输出电流Io经VD续流 t0时刻，开关管VTS开通，电感Lr充电，L

26、r中的电流线性上升，在t1时刻，iLr达到Io，随后iLr分成两部分，一部分维持负载电流，一部分给谐振电容充电，二极管VD截止。7.2.2 零电流开关准谐振变换器零电流开关准谐振变换器 （2）t1 t4阶段，谐振阶段，电流路径示意图如图7-12(b)所示。 t1时刻，输入电流上升到Io，VD关断，Lr和Cr开始谐振，t2时刻，uCr(t2) = Ui，iLr达到峰值 随后iLr减小，t3时刻，iLr减小到Io，uCr达到峰值，接着Cr开始放电，直到t4时刻，iLr下降到零。7.2.2 零电流开关准谐振变换器零电流开关准谐振变换器 （3）t4 t6阶段，电容放电阶段，电流路径示意图如图7-12(

27、c)所示。 t4 t5期间，电容电压高于Ui，经VDs向Ui回馈能量，同时向Lr充电，将VTS中的电流箝位成零，在这段期间关断VTS，VTS将是零电流关断。t5时刻，uCr下降到等于Ui 由于负载为电流源，uCr继续放电，这时开关管两端的电压开始上升，直到t6时刻，uCr两端电压下降到零，uS上升到等于Ui 。7.2.2 零电流开关准谐振变换器零电流开关准谐振变换器 （4）t6 t0阶段，续流阶段，电流路径示意图如图7-12(d)所示。 t6时刻，uCr放电完，uCr = 0，输出电流经二极管VD续流，直到t0时刻VTS再次导通，进入下一工作周期。 很明显，当Lr和Cr选定后，谐振半周期t1

28、t4时间固定（忽略t0 t1这段时间）。也就是说，VTS的导通时间固 定，可以通过调节VTS的关断时间来调节占空比，从而达到调节输出电压的目的。因此，零电流开关准谐振变换器也是通过脉冲频率调制来调节输出电压。7.3 PWM软开关变换器软开关变换器 准谐振软开关DC/DC变换器与常规的PWM硬开关变换器相比，由于开关器件在零电压或零电流条件下完成开通与关断过程，电路的开关损耗大大降低；电磁干扰(EMI)大大减小；变换电路可以以更高的开关频率工作；相应变换器的功率密度可以大大提高等。 明显的不足：器件可能承受过高的电压应力和电流应力；利用PFM（Pulse Frequency Modulation

29、）调压，用改变开关频率来进行控制，这使得电源的输入滤波器、输出滤波器的设计复杂化，并影响系统的噪声。 常规的PWM变换器开关频率恒定，当输入电压或负载变化时，通常靠调节开关的占空比来调节输出电压，属恒频控制，控制方法简单。 若将两种拓扑的优点组合在一起，就形成一种新的软开关电路拓扑PWM软开关变换器。主要分为零开关PWM变换器、零转换PWM变换器和移相控制软开关PWM全桥变换器。7.3.1 零开关零开关PWM变换器变换器 在准谐振软开关DC/DC变换器中，以准谐振软开关Buck变换器为例，与常规的PWM Buck变换器相比，电路拓扑中仅仅多了一个谐振电感和一个谐振电容。 对零电压准谐振Buck

30、变换器，如果没有谐振，开关管一关断，Cr两端的电压很快增大到等于Ui，并维持到下一次开关管开通，开关管VTS硬开通；增加了Lr、Cr，则开关管一关断，Lr与Cr就开始谐振，谐振结果使Cr两端的电压为零，并通过VDS给Lr续流使VTS（Cr）两端电压箝位成零，这时（图7-9(b)的t4t5期间）开通VTS，则VTS零电压开通。 如果在t4t5期间没有开通VTS，t5时刻iLr(t5)=0，随后Ui将使Cr两端电压快速充电至Ui，这时再开通VTS，则VTS将不是零电压开通。 7.3.1 零开关零开关PWM变换器变换器 若在VTS关断之前用开关S1将Lr短接，如图7-13(a)所示，使Lr中的电流经

31、S1续流保持不变，VTS关断时，Cr两端电压很快充电至Ui，随后保持不变，如图7-13(b)所示的t1t2期间。t2时刻，S1关断，Lr与Cr开始谐振，谐振结果使Cr两端的电压为零，并通过VDS给Lr续流使VTS（Cr）两端电压箝位成零，如图7-13(b)所示的t4t5期间，在这期间内开通VTS，则VTS零电压开通。这样，如果S1的关断时刻和VTS的开通时刻保持不变，改变VTS的关断时刻，则可以实现PWM控制。 7.3.1 零开关零开关PWM变换器变换器 由以上分析可知，要实现软开关变换器的PWM控制，只需控制Lr与Cr的谐振时刻。控制谐振时刻的方法就是，要么在适当时刻先短接谐振电感，在需要谐

32、振的时刻再断开；要么在适当时刻先断开谐振电容，在需要谐振的时刻再接通。由此得到不同形式的零开关PWM电路的基本开关单元，如图7-14所示。 （a）零电压开关PWM电路的基本开关单元图7-14 零开关PWM电路的基本开关单元 （b）零电流开关PWM电路的基本开关单元7.3.1 零开关零开关PWM变换器变换器 零开关PWM变换器(Zero Switching PWM Converter)可分为零电压开关PWM变换器(Zero Voltage Switching PWM Converter)，对应的基本开关单元如图7-14(a)所示；和零电流开关PWM变换器(Zero Current Switchi

33、ng PWM Converter)，对应的基本开关单元如图7-14(b)所示。 （a）零电压开关PWM电路的基本开关单元图7-14 零开关PWM电路的基本开关单元 （b）零电流开关PWM电路的基本开关单元7.3.1 零开关零开关PWM变换器变换器 1）零电压开关）零电压开关PWM变换器变换器 以Buck型变换器为例，若在准谐振变换器的谐振电感上并接一个可控开关，就构成了如图7-13(a)所示的零电压开关PWM变换器； 若在准谐振变换器的谐振电容上串接一个可控开关则构成如图7-15(a)所示的零电压开关PWM变换器。 下面以后者为例具体分析零电压开关PWM变换器的工作原理。 图7-15 ZVS-

34、PWM Buck变换器拓扑及主要工作波形图7-13 零开关PWM变换器 7.3.1 零开关零开关PWM变换器变换器 ZVS-PWM Buck变换器的一个工作周期分为7个阶段，设电路初始状态为主开关管VTS导通，辅助开关管VTS1关断，续流二极管VD关断，输出电流全部流过主开关管VTS和谐振电感，工作过程如下： （a）谐振电容充电阶段 （1）t0t1阶段，谐振电容充电阶段，电流路径示意图如图7-16(a)所示。t0时刻，开关管VTS关断，负载电流Io通过VTS1的本体二极管给电容Cr充电，Cr上的电压线性上升，在t1时刻，uCr达到Ui，二极管VD导通，iLr开始减小VTSVDSVTS1VDCr

35、LrUiLCR（b）谐振电感放电阶段 （c）负载电流续流阶段 7.3.1 零开关零开关PWM变换器变换器 （2）t1t2阶段，谐振电感放电阶段，电流路径示意图如图7-16(b)所示。t1时刻，二极管VD导通，负载电流一部分经VD续流，一部分经谐振电感给电容充电，电感电流iLr下降，t2时刻，iLr下降到零，这时电容电压达到峰值。 （3）t2t3阶段，负载电流续流阶段，电流路径示意图如图7-16(c)所示。t2时刻，iLr下降到零，uCr达到峰值，随后iLr维持零电流，uCr维持峰值电压，直到t3时刻VTS1导通。 （d）谐振阶段 7.3.1 零开关零开关PWM变换器变换器 （4）t3t5阶段，

36、谐振阶段，电流路径示意图如图7-16(d)所示。t3时刻，VTS1导通，Lr，Cr开始谐振，uCr开始下降，iLr反向增大，t4时刻，uCr下降至Ui，iLr达到反向峰值；随后iLr反向减小，uCr继续下降，直至t5时刻，uCr下降到零。 （5）t5t6阶段，iLr续流阶段，电流路径示意图如图7-16(e)所示。t5时刻，uCr下降到零，iLr经VDS续流，VTS两端电压uCr被箝在零电压，在这段期间开通VTS，VTS零电压开通，t6时刻反向电流下降到零。 （e）iLr续流阶段电流 （f）谐振电感充电阶段 7.3.1 零开关零开关PWM变换器变换器 （6）t6t7阶段，谐振电感充电阶段，电流路

37、径示意图如图7-16(f)所示。t6时刻，VTS在零电压下开通，接着流过其中的电流将线性增大，直到t7时刻，iLr达到Io，VD关断。 （7）t7t8阶段，能量传递阶段，电流路径示意图如图7-16(g)所示。该阶段完成能量从输入到输出的传递任务，直到t8时刻VTS关断，进入下一个工作周期。（g）能量传递阶段7.3.1 零开关零开关PWM变换器变换器 2）零电流开关）零电流开关PWM变换器变换器 在ZCS准谐振变换器的谐振电容上串接或在谐振电感上并接一个可控开关，就构成了零电流开关PWM变换器。以Buck型变换器为例，若在谐振电容上串接一个可控开关则构成如图7-17(a)所示的零电流开关PWM变

38、换器。 ZCS-PWM Buck变换器的一个工作周期分为7个阶段。设电路初始状态为主开关管VTS关断，辅助开关管VTS1关断，续流二极管VD导通，输出电流Io全部续流二极管VD续流，谐振电感电流iLr=0，谐振电容电压uCr=0，工作过程分析如下： 7.3.1 零开关零开关PWM变换器变换器 1）t0 t1阶段，谐振电感充电阶段，电流路径示意图如图7-18(a)所示。t0时刻，开关管VTS导通，由于VD导通，输入电压Ui全部加在谐振电感Lr上，iLr线性上升，在t1时刻，iLr达到Io，二极管VD关断，uCr开始增大 2）t1 t3阶段，电容谐振充电阶段，电流路径示意图如图7-18(b)所示。

39、t1时刻，iLr达到Io，二极管VD关断，Lr、Cr开始第一次谐振，iLr一部分维持负载电流，一部分给电容充电，t2时刻，uCr达Ui，iLr达到峰值，之后iLr开始下降，uCr继续上升，t3时刻，iLr下降到等于Io，uCr达到峰值 （a）谐振电感充电阶段 （b）电容谐振充电阶段 VTSVDSVTS1VDCrLrUiLCR（c）电感恒流阶段 （d）电容谐振放电阶段(1) 7.3.1 零开关零开关PWM变换器变换器 3）t3 t4阶段，电感恒流阶段，电流路径示意图如图7-18(c)所示。t3时刻，iLr下降到等于Io，uCr达到峰值，随后iLr维持在Io，uCr维持峰值电压，直到t4时刻VTS

40、1导通。 4）t4 t5阶段，电容谐振放电阶段（1），电流路径示意图如图7-18(d)所示。t4时刻，VTS1导通，Lr，Cr开始第二次谐振，iLr、uCr均开始下降，某个时刻iLr下降到零并开始反向增大，t5时刻，iLr下降到零。 7.3.1 零开关零开关PWM变换器变换器 5）t5 t7阶段，电容谐振放电阶段（2），电流路径示意图如图7-18(e)所示。t5时刻，iLr下降到零，随后开始经VDS反向增大，t6时刻，uCr等于Ui，iLr到反向峰值，之后开始下降，t7时刻，iLr再次下降到零，第5阶段结束。在这一阶段关断VTS，则VTS零电流关断 6）t7 t8阶段，电容线性放电阶段，电流路

41、径示意图如图7-18(f)所示。t7时刻，iLr反向下降到零，谐振电容在负载电流Io的作用下线性放电，t8时刻，uCr=0，VD导通。 （e）电容谐振放电阶段(2) （f）电容线性放电阶段 7.3.1 零开关零开关PWM变换器变换器 7）t8 t10阶段，续流阶段，电流路径示意图如图7-18(g)所示。该阶段负载电流通过VD续流，t9时刻，VTS1零电流关断，t10时刻，VTS再次导通，进入下一个工作周期。（g）续流阶段7.3.2 零转换零转换PWM变换器变换器 前面讨论了谐振变换器、准谐振变换器，在这些电路中，谐振电感和谐振电容一直参与能量传递，而且它们的电压和电流应力较大。 在零开关PWM

42、变换器中，谐振元件虽然不是一直谐振工作，但谐振电感却串联在主功率回路中，损耗较大。同时，开关管和谐振元件的电压应力和电流应力与准谐振变换器的完全相同。 为了克服这些缺陷，相关文献中提出了零转换PWM变换器(Zero Transition PWM Converter)的概念。 零转换PWM变换器(Zero Transition PWM Converter) 它可分为零电压转换PWM变换器(Zero Voltage Transition PWM Converter, ZVT PWM Converter)和零电流开关PWM变换器(Zero Current Transition PWM Convert

43、er, ZCT PWM Converter) 。是软开关技术的又一个飞跃。 7.3.2 零转换零转换PWM变换器变换器 零电压转换PWM变换器和零电流开关PWM变换器：（a） 零电压转换PWM变换器的基本开关单元 （b） 零电流转换PWM变换器的基本开关单元图7-19 零转换PWM电路的基本开关单元 虽然这类变换器也是采用对谐振时刻进行控制来实现PWM控制，但与零开关变换器相比具有更突出的优点：辅助电路只是在开关管开关时工作(而零开关变换器中的谐振电感则全程工作 )，其他时候不工作，同时，辅助电路不是串联在主功率回路中，而是与主功率回路相并联，从而减小了辅助电路的损耗，使得电路效率有了进一步提

44、高； 7.3.2 零转换零转换PWM变换器变换器 （a） 零电压转换PWM变换器的基本开关单元 （b） 零电流转换PWM变换器的基本开关单元图7-19 零转换PWM电路的基本开关单元 辅助电路的工作不会增加主开关管的电压和电流应力，主开关管的电压和电流应力很小，与常规的PWM变换器的电压和电流应力一样； 由于辅助谐振电路与主开关并联的，因此输入电压和负载电流对电路的谐振过程的影响很小，电路在很宽的输入电压范围内并从零负载到满载都能工作在软开关状态。这是它零开关PWM变换器的根本区别，这也使得软开关技术在中大功率变换器中的应用成为可能。 1）零电压转换）零电压转换PWM变换器变换器 零电压转换(

45、ZVT)PWM变换器，它利用谐振网络并联在开关上，使得电路中的有源开关(开关管)和无源开关(二极管)二者都实现零电压开关，而且不增加器件的电压、电流耐量。7.3.2 零转换零转换PWM变换器变换器 理论上说，只要在基本的DC/DC变换器的开关上并联可控的并联谐振环节就能得到相应的零电压转换PWM变换器。 以零电压转换PWM Boost变换器为例来分析零电压转换PWM变换器的工作原理。 零电压转换PWM Boost变换器的电路拓扑如图7-20(a)所示，为了简化分析，假设输入滤波电感足够大，输入电流看成是理想的直流电流源Ii，同时，假定输出滤波电容足够大，输出电压看成是理想的直流电压源Uo。 7

46、.3.2 零转换零转换PWM变换器变换器 （1）t0 t1阶段，谐振电感充电阶段，电流路径示意图如图7-21(a)所示。t0以前，主开关VTS和辅助开关VTS1断态，二极管VD导通。t0时刻，VTS1导通，电感Lr中电流线性上升，VD中的电流线性减小，t1时刻iLr达到Ii，VD中的电流下降到零，VD在软开关下关断。 一个开关周期内存在8个不同的工作阶段，其主要工作波形如图7-19(b)所示，各阶段工作过程分析如下：（a）谐振电感充电阶段 （2）t1 t2阶段，谐振阶段，电流路径示意图如图7-21(b)所示。t1时刻，iLr达到Ii， VD中的电流下降到零，VD关断，Lr、Cr开始谐振，Cr中

47、的能量开始向Lr转移，iLr继续增大，uCr开始下降，t2时刻， iLr达到峰值，uCr下降到零。7.3.2 零转换零转换PWM变换器变换器 一个开关周期内存在8个不同的工作阶段，其主要工作波形如图7-19(b)所示，各阶段工作过程分析如下：（b）谐振阶段 （3）t2 t3阶段，iLr续流阶段，电流路径示意图如图7-21(c)所示。t2时刻，iLr达到峰值，uCr下降到零，随后VDS导通给iLr续流并维持峰值，uCr维持零，直到t3时刻VTS1关断。7.3.2 零转换零转换PWM变换器变换器 一个开关周期内存在8个不同的工作阶段，其主要工作波形如图7-19(b)所示，各阶段工作过程分析如下：（

48、c）iLr续流阶段 （4）t3t4阶段，谐振电感放电阶段（1），电流路径示意图如图7-21(d)所示。t3时刻，VTS1关断，VD1导通，iLr和VDS中的电流开始下降，t4时刻，VDS中的电流下降到零，第4阶段结束。t2t4时间段内，VTS反并联二极管VDS在导通，这时开通VTS，VTS零电压导通。7.3.2 零转换零转换PWM变换器变换器 一个开关周期内存在8个不同的工作阶段，其主要工作波形如图7-19(b)所示，各阶段工作过程分析如下：（d）谐振电感放电阶段（1） （5）t4t5阶段，谐振电感放电阶段（2），电流路径示意图如图7-21(e)所示。t4时刻，VDS中的电流下降到零，随后VT

49、S开始导通，iVTs增大，iLr减小，t5时刻，iVTs等于Ii，iLr下降到零。7.3.2 零转换零转换PWM变换器变换器 一个开关周期内存在8个不同的工作阶段，其主要工作波形如图7-19(b)所示，各阶段工作过程分析如下：（e）谐振电感放电阶段（2） （6）t5t6阶段，储能电感充电阶段，电流路径示意图如图7-21(f)所示。t5时刻，iLr下降到零，iVTs上升到Ii，随后VTS为输入电流提供续流回路。该状态维持到t6时刻，VTS关断。7.3.2 零转换零转换PWM变换器变换器 一个开关周期内存在8个不同的工作阶段，其主要工作波形如图7-19(b)所示，各阶段工作过程分析如下：（f）储能

50、电感充电阶段 （7）t6t7阶段，谐振电容充电阶段，电流路径示意图如图7-21(g)所示。t6时刻，VTS在谐振电容的作用下软关断（广义），随后谐振电容两端电压uCr即VTS两端电压线性上升，t7时刻，uCr上升至Uo，随后VD导通。7.3.2 零转换零转换PWM变换器变换器 一个开关周期内存在8个不同的工作阶段，其主要工作波形如图7-19(b)所示，各阶段工作过程分析如下：（g）谐振电容充电阶段 （8）t7t8阶段，能量传输阶段，电流路径示意图如图7-21(h)所示。t7时刻，VD导通，uCr电压被箝在Uo，直到t8时刻，VTS1导通，进入下一个工作周期。7.3.2 零转换零转换PWM变换器

51、变换器 一个开关周期内存在8个不同的工作阶段，其主要工作波形如图7-19(b)所示，各阶段工作过程分析如下：（h）能量传输阶段 2）零电流转换PWM变换器 零电流转换(ZCT)PWM变换器，它利用谐振网络并联在开关上，使得电路中的有源开关(开关管)和无源开关(二极管)二者都实现零电流开关，而且不增加器件的电压、电流耐量。 理论上说，只要在基本的DC/DC变换器的开关上并联可控的串联谐振环节就能得到相应的零电流转换PWM变换器。 零电流转换PWM Boost变换器的电路拓扑如图7-22(a)所示，主要工作波形如图7-22(b)所示。7.3.2 零转换零转换PWM变换器变换器 7.3.2 零转换零

52、转换PWM变换器变换器 为了简化分析，假设输入滤波电感足够大，输入电流看成是理想的直流电流源Ii，同时，假定输出滤波电容足够大，输出电压看成是理想的直流电压源Uo。一个开关周期内存在7个不同的工作阶段，各阶段工作过程分析如下： （1）t0 t1阶段，谐振阶段（1），电流路径示意图如图7-23(a)所示。t0以前，主开关VTS通态、辅助开关VTS1断态，二极管VD断态，uCr=-Uo。t0时刻，VTS1导通，Cr、Lr谐振，iLr上升，uCr反向减小，同时iVTs减小，t1时刻，iVTs减小到零。（a）谐振阶段（1） 最大值，uCr反向下降到零，接着iLr减小，uCr正向增大，流过VTS的反并联

53、二极管中的电流减小，t3时刻，VDS中的电流下降到零，iLr下降到Ii，随后VD开始导通。若VTS在t1t3期间关断，VTS为零电流关断。7.3.2 零转换零转换PWM变换器变换器 （2）t1 t3阶段，谐振阶段（2），电流路径示意图如图7-23(b)所示。t1时刻，iVTs减小到零，随后VTS的反并联二极管导通，t2时刻，iLr达到（b）谐振阶段（2） （3）t3 t4阶段，谐振阶段（3），电流路径示意图如图7-23(c)所示。t3时刻，VDS中的电流下降到零，VD开始导通，iVD开始增大，直到t4时刻，VTS1关断。7.3.2 零转换零转换PWM变换器变换器 （c）谐振阶段（3） （4）t

54、4 t5阶段，谐振阶段（4），电流路径示意图如图7-23(d)所示。t4时刻，VTS1关断，VD1导通，Cr、Lr通过VD1构成回路继续谐振，iLr继续下降，uCr继续增大，t5时刻，iLr下降到零，iVD上升到Ii，uCr上升到最大值（Uo）。7.3.2 零转换零转换PWM变换器变换器 （d）谐振阶段（4） （5）t5 t6阶段，能量传输阶段，电流路径示意图如图7-23(e)所示。t5时刻，iLr下降到零，iVD上升到Ii，由于iLr没有反向流动的通路，Cr、Lr停止谐振。随后Cr两端电压保持不变，该状态维持到t6时刻，VTS导通。7.3.2 零转换零转换PWM变换器变换器 （e）能量传输阶

55、段 （6）t6 t8阶段，谐振电容反向充电阶段，电流路径示意图如图7-23(f)所示。t6时刻，VS导通，Cr、Lr通过VTS构成回路谐振，iLr反向增大，iVTs正向增大，t7时刻，uCr谐振到零，iLr谐振到最大值，iVTs也达到最大值，t8时刻，iLr反方向降到零，uCr达到负的最大值（-Uo），iVTs回到Ii。7.3.2 零转换零转换PWM变换器变换器 （f）谐振电容反向充电阶段 （7）t8 t9阶段，储能电感充电阶段，电流路径示意图如图7-23(g)所示。t8时刻，iLr反方向降到零，uCr达到负的最大值（-Uo），iVTs回到Ii，VTS1的反并联二极管关断，VTS继续导通为输入

56、电流Ii提供续流回路。直到t9时刻VTS1导通，电路进入下一个工作周期。7.3.2 零转换零转换PWM变换器变换器 （g）储能电感充电阶段7.3.3 移相控制移相控制ZVS-PWM全桥变换器全桥变换器 1）移相控制）移相控制ZVS-PWM全桥变换器的工作原理全桥变换器的工作原理 移相控制ZVS-PWM全桥变换器电路拓扑如图7-24所示，图中VT1、VT2的控制信号分别超前VT4、VT3的控制信号一个相位角j，VT1、VT2构成的桥臂称超前桥臂，VT4、VT3构成的桥臂称滞后桥臂。图7-24 移相全桥ZVSPWM DC/DC变换器的主电路拓扑 为了分析方便，假设： （1）所有开关管、二极管均为理

57、想器件；（2）所有电感、电容和变压器均为理想元件；（3）C1=C2=C3=C4=C（4）LLr /n2，n为变压器原副边匝比。图7-25 移相控制ZVSPWM DC/DC全桥变换器主要工作波形7.3.3 移相控制移相控制ZVS-PWM全桥变换器全桥变换器 在一个开关周期中，移相控制ZVS-PWM全桥变换器有12个工作阶段，图7-25给出该变换器的工作波形，图7-26给出前半开关周期各阶段电流路径示意图。各阶段工作过程分析如下 （1）t0 t1阶段，超前臂谐振阶段，电流路径示意图如图7-25(a)所示。t0之前，VT1、VT4导通，uAB为+Ui，t0时刻，VT1关断，变压器原边电流ip从VT1

58、转移到C1、C2支路，这时Lr与L（注意：折算到原边的值为n2L）串联和C1、C2开始谐振，（a）超前臂谐振阶段 图7-25 移相控制ZVSPWM DC/DC全桥变换器主要工作波形7.3.3 移相控制移相控制ZVS-PWM全桥变换器全桥变换器 由于n2L足够大，ip基本不变，因此谐振过程C1两端电压线性增大，C2两端电压线性减小，直到t1时刻，C1两端电压增大到Ui，C2两端电压减小到零，VD2导通，谐振过程结束。 （b）续流阶段 图7-25 移相控制ZVSPWM DC/DC全桥变换器主要工作波形7.3.3 移相控制移相控制ZVS-PWM全桥变换器全桥变换器 （2）t1t3阶段，续流阶段，电流

59、路径示意图如图7-25(b)所示。t1时刻，C1两端电压增大到Ui，C2两端电压减小到零，VD2导通，将VT2两端电压箝位成零电压，t2时刻开通VT2，则VT2零电压开通， 这时由负载电流（恒流）折算到变压器原边的电流ip经VT4、VD2续流，uAB为零，变压器副边电流路径不变，直到t3时刻，VT4关断。注意，注意，若负载不是恒流源，变压器原边电若负载不是恒流源，变压器原边电流在这一阶段将开始下降，流在这一阶段将开始下降，VD5、VD6将开始换相。将开始换相。 （c）滞后臂谐振阶段 图7-25 移相控制ZVSPWM DC/DC全桥变换器主要工作波形7.3.3 移相控制移相控制ZVS-PWM全桥

60、变换器全桥变换器 （3）t3 t4阶段，滞后臂谐振阶段，电流路径示意图如图7-25(c)所示。t3时刻，V4关断，变压器原边电流ip从VT4转移到C3、C4支路，这时Lr和C3、C4开始谐振，谐振过程C4两端电压增大，C3两端电压减小， 由于VT4的关断，使得变压器原边电流下降，副边VD5、VD6将开始换相，变压器副边相当于短路，因此L不参与谐振。直到t4时刻，C4两端电压增大到Ui，C3两端电压减小到零，VD3导通，谐振过程结束。 （d）能量回馈阶段 图7-25 移相控制ZVSPWM DC/DC全桥变换器主要工作波形7.3.3 移相控制移相控制ZVS-PWM全桥变换器全桥变换器 （4）t4