案例单相pfc控制ups

1、UPS PFC控制主要内容 PFC简介 COMBO10kUPS PFC硬件及软件实现矫正控制的常用拓扑结构用于如何实何实现功率因数PFCPFCPFC的目的就是采用一定的控制方法，使电源的输入电流跟踪输入电压，功率因数接近为1 。PFC有两种，一种是无源PFC（也称被动式PFC）一种是有源PFC（也称主动式PFC）。无源PFC一般采用电感补偿方法使交流输入的基波电流与电压之间相位差减小来提高功率因数，但无源PFC的功率因数不是很高，只能达到0.70.8；有源PFC由电感电容及电子元器件组成，体积小，可以达到很高的功率因数，但成本要比无源PFC高一些。 PFC介绍在PFC的拓扑应用中，主要有两种基

2、本拓扑常应用于PFC，以下列出了包括BUCK在内的三种拓扑。 IoVinVoGDSLmDn:1CoQ1(a)(b)(c)图1 (a)BUCK电路(b)反激电路(c)BOOST电路优点缺点BOOST电路1.输入电流不突变，减少 EMI .2.电感电流为输入电流，是电流控制模式控制输入电流波形的理想方式. 3.开关额定电压为 VO 4 .电感吸收线电压 SPIKE . 1.不能限制过流，过载启动.2.输出大于输入电压峰值使后续的逆变电压等级升高.3.需要随输出电压变化的斜坡补偿.BUCK电路除了作为 BOOST 的补充，用做限流外，不适合高功率因数校正电路。输入电流断续，PFC效果不好.各种拓扑应

3、用于PFC时的优缺点比较优点缺点FLAYBACK电流连续模式1.输出电压可以大于或则小于输出电压峰值。2. 能够控制启动电流冲击和过载.1.要求开关管的电压等级高VOUT+VIN 。2.突变的输入电流使很难滤除 EMI3.用电流模式很难控制输入正弦半波 4.需要斜坡补偿 FLAYBACK电流断续模式1.每个正弦半周内通过控制和固定导通时间自动输入正弦半波 2.无须斜坡补偿 峰值电流接近连续模式的两倍 PFC实现核心：通过调节电流信号的平均幅度来控制输出电压。整流线电压和电压误差放大器的输出相乘，建立了电流参考信号，这样，这个电流参考信号就具有输入电压的波形，同时，也具有输出电压的平均幅值。目前

4、PFC常用控制方法模拟控制：方法简单直接。但是，控制电路的元器件比较多，电路适应性差，容易受到噪声的干扰，而且调试麻烦。 数字控制：有限的带宽和采样频率，离散效果和处理延迟会严重影响控制的效果。 PFC控制方法：Combo10k PFC架构在市电的正负半周,分别由上下桥臂开关器件、电感和二极管组合实现对正负BUS的升压，可等效于两个BOOST型的升压电路。图(2)单boost电路如下:为避免电感磁芯饱和，在一个开关周期中，L1必须遵循伏秒平衡。以图中 流向为正方向，在S1开通时INIINLVV1oINLVVV1在S1关断时假定：S1占空比为d,则0)1 (*)(*dVVdVoININ即dVVI

5、NO11（1-1）图(3)由于功率管的开关频率远远高于市电频率，因此我们认为状态的转换是在瞬间完成的。于是可利用状态空间平均技术，在一个开关周期Ts内，对PFC模型进行等效处理。dXTtXtTt)(1)(（1-2）图(4)根据基尔诃夫电压定理和电流定理，我们可以得到如下的基本电压电流方程11111)()()()1 ()(*)1 ()()(ZtVdttdVCtidtVddttdiLtVPBUSPBUSLPBUSLPS以电感电流 ,BUS电压 作为状态变量其状态方程如下：1111111)()()1 ()()()()1 ()(ZCtVCtiddttdVLtVtVLddttdiPBUSLPBUSPSP

6、BUSL)(tiL)(tVPBUS（1-3）（1-4）要进行线性控制就需要在电路的工作点附近对系统进行线性化处理，对应的物理意义就是对上式各分量施加扰动，我们对扰动量进行控制。PSPSPSPBUSPBUSPBUSLLLVVtVVVtViitidDd)()()(111其中PBUSLViD、1为各信号量在一个周期内的平均值PSV为市电电压有效值1diVVLPBUSPS、为各信号对应的扰动分量（1-5）对于系统状态方程（1-3），有),(tRXfdtdX定义0),(tRXf时的状态为平衡态，即为系统的稳态工作点，对于连续的状态方程f，可使用泰勒技术进行线性化0),(|dtdXRXfORrfXxfdt

7、dXdtdXdcacxacracdc（1-6）根据式（1-5）可将系统状态方程线性化为1111111111111ZCViCdiCDdtVdLVVLdVLDdtidPBUSLLPBUSPSPBUSPBUSL（1-7）在这里我们假设输入电压 0PSV得到传函如下： )2( )()(12)()(1111121121122111111211SCZDsLZDsisVsZDLsDCLsZCZDVsdsiLPBUSPBUSL（1-8）其中111DD双闭环控制系统的设计在UPS PFC控制中双闭环控制系统主要是指电压外环和电流内环，通过内环对电流的控制，能够加快电压的响应速度，并且能够在电流过大的时候及时的进

8、行保护和限流。目前公司PFC所使用的控制器结构，都是经过模拟控制器演变而来，其传递函数如下：)()()(bssasKsG（1-9）多环控制系统设计的基本原则如下：先设计内环，再设计外环外环调节器的输出为内环的给定内环要快于外环，其设计在稳定性的基础上，尽可能的满足快速性的要求，外环主要满足抗干扰性COMBO10KUPS PFC控制框图图(5)电流环的设计下面给定我们的电路模型参数:8 . 0cos,1%,92,450,5151,57. 0/,220,3801KVAPFCHLVVDVVVVOPBUSPSPSPBUS假设效率我们可计算等效电阻为:3325 . 0*cos*21OPBUSPVZ根据式

9、(1-7)可得到110*774. 410*133. 7046. 75263. 0)()(6271ssssdsiL（1-10）其开环幅频特性和相频特性如下图所示:图(6)从图(6)中可以看出,对象的截止频率为srad /10*92. 55另外我们也可以看出，当srad /1500时,对象与积分环节特性非常相似。根据PFC的设计文献，一般将PFC电流环的截止频率设计在1.5KHz（9424rad/s）附近，一方面为了满足快速性的要求，另一方面滤除电感电流的高频分量，使电感电流的THD减小。在实际搭建的PFC电路中，电感电流到AD采样值的比率为60.6，因此从10K程序中我们可得到电流环的控制框图如

10、下图所示：在10K PFC程序中查到CurrentFeedback=5 CurrentForward=160图(7)从图(7)中可以看出来，电流环调节对象的开环传递函数：4/32/26208/160*5*6 .60*)()(sGidsGci图(8)从图(8)中可以看出来，系统开环截止频率1.03e4rad/s。此时相位延迟为-90度，如果在控制器中加一个积分环节(-90度)，系统就变得不稳定了。为了对相位进行补偿，我们必须增加零点或微分环节。对于程序中使用的控制器（1-9）。我们先设计零极点，再设计比例系数。选择电流环的截止频率为1.5KHz(9000rad/s)左右。电流环控制器的设计从图(

11、8)中可以看出，开环系统在1.5KHz时的相角为 为了使控制能达到较好的性能，我们设计相角裕量为45度。度901因此加入调节器后，其相角为：因此度4590180312度453其中 为零极点相对相角的补偿量。为了使系统以-1 斜率穿过零分贝线，则必须使零点小于截止频率，极点大于截止频率。 3选零点为5000rad/s,极点为32200rad/s,可以算出在1.7kHz时，零点超前64度，极点滞后17度。另外我们选择K=33000，使系统截止频率在1.7K附近度473则电流环控制器为：)32200()5000(33000)(ssssGc（1-11）图(9)电压环的设计14. 108516. 09

12、.107000515. 0)2( )()(1111121ssSCZDsLZDsisVLPBUS根据P18给定的系统参数，依照式（1-8）可算出电感电流到输出电压的传递函数，如下：（1-12）其bode图如图(10)中红线所示。从图中可以看出，正实零点对开环系统的幅频特性的影响与负实零点相同。另一方面，由于我们设计电压环的时候，一般都将电压调节器的截止频率设定为25Hz以下。我们可以看出,由于电压环的截止频率很低, 因此我们可忽略正实零点对系统性能的影响。从图中可以看到,正零点对系统的相位有延迟作用.当频率小于1000rad/s时,其滞后作用可以忽略，可等效为惯性环节：4 .131267sGui

13、（1-13）图(10)由于电流环的截止频率相对电压环很高，因此对于电压环来说，电流环等效为一个跟随器。在实际搭建的PFC电路中，BUS电压到AD采样值的比率为8.332，因此从combo10K程序中我们可得到电流环的控制框图如下图所示：在COMBO10K PFC程序中查到CurrentFeedback=15 CurrentForward=10图(11)电压环开环传递函数为：5/6 .60/32/4*15*10*)()(sGivsGcv其开环传递函数为：从图中可知在未加入调节器前，系统截止频率为77.8Rad/s（12.3Hz）,此时系统的相角为：度801图(12)采用控制器结构如式（1-9）所

14、示。由前面的分析可知，在未加入控制器前，系统的开环传递函数的截止频率为77.8rad/s,相角为-80度。我们假设将电压环的截止频率选为22Hz，取相角稳定裕量为45度。度4590180312电压环控制器的设计则度353选择零点在50rad/s，极点在240rad/s。系统在138rad/s时的相角为：135度。另外选择比例系数K=500。则调节器的传递函数为)240()50(600)(ssssGcv（1-14）电压环闭环系统bode图如下图所以。系统截止频率为141rad/s，相角裕量为45度图(13)下图为10k市电模式下PFC控制框图：10K软体实现图(14)在PFC控制中，一方面要求电

15、流的正弦度要好，另一方面，电流要可靠地跟踪输入电压。在COMBO10K程序中引入PFC的整流电压和BUS电压作为前馈量。可用如下形式来表示BUSdrBUScVVVsG*)(（1-15）由于前馈基本上不受系统延迟的影响，所以其调节更为迅速，特别地，当市电电压过零附近，前馈分量接近1，这时即使反馈分量很小，控制器也会输出较大duty，保证了系统调节的快速性。PFC中断主要用于相关信号量的采样、计算及实现PFC控制算法。其软体流程图如下：图(15)PFC控制器框图图(16)图(17)在图(17)中，电流控制器和电压控制器分别为式（1-11）和（1-14）所示结构。但是程序控制中需要将S域的形式变成Z

16、域，因此我们在编写程序前需要先将控制器离散化。在10k程序中，电流环控制器采用采用双线性变换进行离散，电压环控制器采用零阶保持器进行离散。（可使用MATLAB）在10k程序中，电流环采样时间为：52us电压环采样时间为：52*16=832us 采样延迟问题数字式控制器会由于采样和计算的原因带来延迟。在一般的数字控制应用中，都假设采样频率是系统截止频率的20-30倍，这样延迟带来的影响就可以不考虑。但是对于电流环控制器来说，这一假设并不成立，必须对采样带来的延迟加以补偿。 电流环控制器的结构可表示为下图形式。这里在电流信号Iac中添加了一个采样保持器，控制器是离散形式。Gi(z)eBoostIm

17、oPWM-Iac图(18)电流采样和PWM时序在第一个周期中，A/D转换启动后，将输入电流信号转为数字量并进行计算，当到达时计算尚未完成，此时使用的还是上一拍电流环控制器输出的比较信号。在点PFC模块完成了电流控制器输出的计算并装入寄存器中，在点新的控制器输出产生作用。因此从采样到控制信号起作用中间存在一拍延迟。 图中曲线表示的是DSP内部产生PWM所使用的比较信号，是电流环控制器的输出，是输出的PWM信号，点是DSP中PFC模块的采样点，是第一个周期中PWM信号的翻转点，是新的电流环输出的更新点，是第二个周期中PWM信号的翻转点。图(19)控制回路中延迟的作用是产生相位迟后，如果控制器没有足

18、够的相位裕度，相位滞后会导致不稳定的结果。对于电流环控制器来说，其截止频率距离开关频率越近，相位滞后的作用就更加明显，但是为了减小电流环的跟踪误差，就必须提高截止频率，保证稳定性和保证跟踪性能的要求是矛盾的。为了解决这一问题，就需要考虑使用预测方法对延迟进行补偿。 在文档P20中提到，当电流环截止频率足够大时，对电流环来说，虑将受控对象模型近似表示为一个积分环节。sKsG)(对模型加零阶保持器进行离散化则有： 1)(zTKzG假设Boost电路输入电流采样为ik，电流控制器的输出为uk，那么由上面的离散模型有 11kkkTKuii下一个采样点时输入电流值估计值可以表示为 )(111kkkkkkkkiiuuiTKuii(1-16)问题在于，G(