双闭环调速系统课程设计

1、目录页第一章绪论 21- 1课题背景，实验目的与实验设备 21- 2 国内外研究情况 3第二章双闭环调速系统设计理论32- 1典型I型和典型U型系统 32- 2系统的静，动态性能指标 42- 3非典型系统的典型化 62-4转速调节器和电流调节器的设计 7第三章模型参数测定和模型建立93- 1系统模型参数测定实验步骤和原理 93- 2模型测定实验的计算分析 113- 3系统模型仿真和误差分析 18第四章工程设计方法设计和整定转速，电流反应调速系统 224- 1 设计整定的思路 224- 2 电流调节器的整定和电流内环的校正，简化 234- 3转速调节器的整定和转速环的校正，简化 254- 4系统

2、的实际运行整定 27牛5关于ASR和 ACRM节器的进一步探讨 33第五章设计分析和心得总结 345- 1实验中出现的问题 345- 2实验心得体会 35第六章实验原始数据386- 1建模测定数据 386- 2系统调试实验数据 39第一章绪论1-1课题背景，实验目的与实验设备转速，电流反应控制的调速系统是一种动静态特性优良的直流调速系统，它 的控制规律是建立在经典控制规律的根底上的，用传递函数建立动态数学模型， 并从传递函数模型和开环频域特性去总结其控制规律，用跟随和抗扰两个方面的 指标去衡量它的动静态性能。转速，电流反应控制的调速系统是一种串级系统， 所以其整定系统参数的方法也借鉴了一般串级

3、系统的差异，但又有不同于一般串级系统的。本次实验的主要目的是针对一套调速系统包括电源，电机，励磁回路等 建立模型并整定出带滤波的电流调节器和转速调节器参数，投入运行。实验正值暑期实践及国际交流周，我们将用两周的时间来完成参数测定实验，系统建模， 调节器整定和系统投入运行。本次实验的实验设备包括：实验装置型号规格备注电力电子传动平台MCL-川实验平台示波器TDS-1012带宽100MHZ最高采样频率1GS/S得到转速，电流波形，调节参数时参考数子万用表GDM-8145测量电阻，电压实验设计的根本要求是:性能指标静态静差率S%<5%调速范围Ds3 (483rpm-1450rpm)动态电流超调

4、量i %<5%转速超调量 n %<10%1- 2国内外研究情况虽然目前的直流调速系统已经十分成熟，调速系统的信号给定已经做成集成 电路，许多逻辑判断通过嵌入式系统或者工业控制机参加调速系统，但对它乃至电力拖动系统的研究是不会结束的，当前国内外关于电力拖动系统的研究主要集 中在应用现代控制理论，经典控制理论虽然物理概念明确，理论分析直观，但 存在不能实现最优控制和大系统控制等问题。随着离散控制器及其理论的开展， 现代控制理论有了用武之地。高性能的计算机可以实时完成复杂的运算；系统辨识，参数估计和算法鲁棒性上的应用，大幅改善了控制效果。研发新型的电力电子器件，随着电力电子器件走向耐高压

5、，大功率，高频 化和智能化，新型的电力拖动系统能拥有更可靠的性能，能适应更极端的工作条件。与嵌入式操作系统结合，嵌入式操作系统的参加能使电力拖动系统拥有更强大的功能，包括联网的云检测故障，大系统的协调工作等，此外，基于Li nux的数字伺服系统无疑是目前的研究热点。第二章 双闭环调速系统设计理论2- 1典型I型和典型U型系统双闭环调速系统中，无论是电机还是调节器都被看成一个拉普拉斯变换成的 s域模型，这些环节通过串并联合反应连接在一起，构成了系统，要对系统进行 分析，就要先清楚一些典型系统的特性。典型I型和典型U型系统的区别在于原点处零极点的个数不同，而除原点外其他处的零极点个数那么区分了同一

6、典型系统的不同系统。典型I型的开环传递函数结构为KW(s)s(Ts 1)T,K分别为系统的惯性时间常数和开环增益。典型U型的开环传递函数结构为W(s)K(s 1)s2(Ts 1)(s 1)为一个比例微分因子'附带了惯性环节£，比例微分因子存在的的作用是把系统的相频特性提升到-180线以上，保证系统的稳定典型I型的闭环传递函数结构为Wd(s)s22K为系统的自然振荡频率2 , k1t为系统的阻尼比典型I型的闭环传递函数结构为Wci(s)hTs 12 22h 3 3 2h 2 2T sT s hTs 1h 1h 1h为斜率为-20dB/dec的中频段宽度。对于I型系统而言，开环增

7、益 K越大，截至频率c也越大，系统的响应也越快，但是相角裕量裕量 会变小，在响应上的表现就是调节时间变短，但是振荡会加剧。2-2系统的静，动态性能指标在控制系统中设置调节器是为了改善系统的静，动态性能，而要衡量调节器 的设置和调整是否恰当，就需要一些相应的指标。这些指标包括两大类，在下表中列出跟随性能特性名称备注上升时间输出量第一次上升到稳态值所用的时间超调里输出里超过稳态值取大时与稳态值差值比上稳态值峰值时间输出量上升到最大值所用时间调节时间输出量稳定在稳态值附近一定范围内所用时间抗扰性能特性动态降落稳态运行时突加负扰动造成的输出量降落恢复时间稳态运行时突加扰动后输出稳定在一定范围的时间表2

8、-1性能指标及其定义I型系统的闭环系统是一个二阶系统，它的暂态响应特性指标与系统的阻尼 比和自然振荡频率有关，并且可以归纳成下表参数关系KF0J5ft390,50.69L0阻尼比彳1.00.80,707IK60.5超调量b0%1-5%43 %9.5 %16.3%上升时间trQO66了4.7T3372AT峰值吋间rp83 r6.2T4.7TX2T相角稳立裕度了763°69.9°65.5°59 J °51-8 °截止频率畋IK243/r0367/r04557T0.596/T0.7«6/r表2-2典型I型系统动态跟随性能指标和频域指标与参数

9、的关系U型系统的闭环系统是一个三阶系统， 可以将它用主导零极点法简化成二阶 系统进行分析，它的跟随性能指标也可以归纳为h345678910<752.6%43.6%37.6%33.2%29.8%27+2%25.0%23.3%2.42,652,853.03,13.23.333512.151L659.5510451L301225112514,20k3221111:表2-3典型U型系统阶跃输入跟随性能指标2-3非典型系统的典型化实际控制对象的传递函数多种多样，往往受很多参数影响，并且直接由微分方程建立的是高次模型。为了构造成低阶的典型系统，需要做许多近似处理，包括，1. 高频段小惯性环节的近似处

10、理当高频段有几个小时间常数(T1, T2)时，用一个小时间常数 T来代替,并且有TTiT22. 高阶系统降阶近似处理考察一般情况下的高阶系统W(s)系统稳定，即存在be aKas3 bs2 es 1那么忽略系统的高次项，将系统简化为W'(s)1es 13. 低频段大惯性环节近似处理1当系统中存在时间常数特别大的惯性环节时，存在近似条件Ts 13c T，或者 T . 10那么惯性环节可以等效为1，事实上，等效后的相角裕量减小了，也就是说Ts如果等效后的系统可以稳定的话,等效前的系统一定稳定，这也充分证明了这种等效是可用的2-4转速调节器和电流调节器的设计1.设计内环的电流调节器 ACR首

11、先要对电流内环进行简化，忽略反电动势的影响，再将内环等效为单位负 反应，进行小惯性环节近似处理，可以得到图2-2电流内环的简化其中Ts和Toi 一般都比Ti小得多，可以近似为一个惯性环节，其时间常数 为T i Ts Toi设计出电流调节器后将电流环作等效处理1Wcii(S)2T iS 1而内环可以简化为典型I型环节，从而在稳态性能上得到电流无静差， 在暂 态性能上有较强的跟踪能力。系统参数要求满足T|TmTs ,ToiT|T /Tm10由性能指标就可以求出系统的开环增益和调节器的比例增益系数KiKi R/RoiRiCi由增益和时间常数设计出调节器RiCi2%丿命 T图2-3 ACR和ASF所用

12、的带滤波PI调节器最后将电流环简化成一个典型I型系统，作为外环的一个环节2.设计转速调节器ASR进行小时间常数近似处理Tn 2T图2-4简化后的转速环将转速环校正为典型U系统，以保证转速环的抗扰动能力。再计算转速调节 器的比例增益和时间常数KnRn. RoRnCn从而得到转速调节器的电阻和电容值第三章模型参数测定和模型建立3-1系统模型参数测定实验步骤和原理名称测量方法考前须知实测值电枢内阻接通电源，施加给定，使电1.理论上在不加励磁磁通时电机电枢端电Ra枢电流保扌寸在1A，但疋断开是不会旋转的，但有时电时机因压 Ura,励磁回路和负载回路，在电为剩磁而出现缓慢旋转， 这时要电源端电机静止的状

13、态下，手动旋转反接励磁磁通去掉剩磁载接回压Ud电机转轴，在互成120夹角 的三点测出电枢内阻的大原来的电路。2三次测量的差值反映了电机制电枢电流小,然后取平均值。作的规整度，主要收电机的转轴Id偏离中心程度和换向片和电刷的接触电阻。电动势转利用电机的机械特性方程联1两组数据通过改变给定电压电源端电速系数Ce立，消去未知的电枢回路电阻，仅由两次测量的电压差Uct得到，只需要测端电压和转速需要关心、电*反电流 励压Ud电机转速值和转速差值求出电动势转，/|需要丿2 电电流 1 b，丿丿卩么么 回路也要。n速系数2不需要关心电枢电流的前提是U d11 d0R测量几组数据时电枢回路的电n<iCe

14、阻不能改变，特别是串接的起动n2 Ud2 ld°R电阻。Ce3.磁通量显然会影响转速系数，也不能改变。U diU d2Ceni匕电源等效断开励磁回路，固疋给疋电I励磁回路和负载回路要断开。电源端电内阻Rn压Uct在0.2A到0.8A间实2测电源内阻的方法是伏安法，压Ud验中是0.5A,改变电枢串联电枢的端电压和电流的端电压电枢电流回路的阻值，得到两组端电也是电源等效内阻的端电压和Id压和电枢电流的值端电流，用两组数据联立R U d2 U diRnI-1 d21 di电源放大保持励磁回路断开，分级调I断开励磁后要小心调整给定电电枢电流系数Ks节给疋电压Uct，并保持电枢压，否那么很容易

15、过流。Id电流Id始终小于1A 实验中2记录每一次测出数据时的电 流。电源端电为了计算方便，保持电枢电3测量组数分布要调整好，例如压Ud流始终在0.5A，利用如果要研究电源的饱和现象要给定电压Ud0 U d1 d Ri在电压都较大时多取点。UctU d U d0 UdiIKSU ctU ct0 U cti求出一组Ks，再取平均值平波电感不通电的情况下，用万用表I不能通电，此时是由万用表本电感内阻内阻Rd直接测电感的阻值。身供电的。Rd电枢回路RRn RaRd总电阻R电磁时间用电感表测出电枢回路的总I测量电感时所测电感在的回路电枢电感常数Ti电感再除以总电阻，即要断开，否那么就会偏小，相当于id

16、并联了其他电感平波电感La LdR机电时间常数Tm连上励磁回路，断开负载回 路，突加给定使电机的峰值 电枢电流到达堵转电流实 验中是1.4A，记录转速n和 时间t的波形图，利用以下公 式可以计算出机电时间常数U IaR CeTzCmi aCa 1 zGD2 dn375 dtTztB2GD R dia375CeCm dtladt Iz (tBtA)dm dzIzTmdiadt1. I dm, I dz分别为堵转电流和空载时的电流。2计算图中阴影局部的面积，方 法为3机电时间常数的计算就可以等 效为阴影局部面积和堵转电流 与空载电流差的商。Ld电枢回路 总电阻R突加给定 的转速变 化图表3-1各模

17、型参数的测量方法3-2模型测定实验的计算分析(1)测量参数Ra测量结果1测量结果2测量结果3平均值标准差22.6422.2822.3522.42330.1909相对偏差0.966%-0.639%-0.326%表3-2电枢内阻的测量结果测量结果的不同主要是由于电机转轴的偏心，导致换向片和电枢间接触或紧或松，接触电阻或小或大，实际电机运行中还存在气隙偏心等问题， 但是只要对 电枢电阻的影响小于2%就可以忽略。如上表，三次测量结果和均值的相对偏差 都小于1%考虑三次测量的位置互成120，转子偏心对电枢内阻的影响可以抵 消，所求的电枢内阻平均值是可信的(2) 测量参数CeU d1 U d2mn2计算公

18、式计算参数CeU d0 /Vn / rpmUct/v偏差1117560.5440.145515910860.8331.68%0.142118712831.063-0.70%0.141722215301.458-0.98%0.1431平均电动势系数Ce表3-3电动势系数的测量结果电动势转速系数是电动机旋转时， 电枢绕组内部切割磁力线所感应的电动势 相对于转速的比例系数，也称为发电系数或感应电动势系数。 电动势系数直接反 映了励磁的强弱，实验中没有改变励磁回路的电阻，所以这个电动势系数是一直 适用的。本组数据是仅有的一组既测量了 U ct又同时加了励磁的数据，这就意味着这组数据可以在某种程度上用来

19、检验建立后模型的准确性。原始数据中的Uct-n和建立模型后仿真得到的结果又较大差异，这一点有可 能是励磁变化导致的，在后面的模型偏差分析中会做较详细的讨论。(3) 电源等效内阻Rn计算公式RnU d2 U di1 d2 1 di计算内阻Rn/电源端电压U d /V电枢电流ld/A12050.5102040.6202020.7202000.8101990.9101981.014平均电源内阻表3-4电源内阻的测量结果通过联立电枢回路的KVL方程，利用转速为0,电枢电流与电源端电压的关 系，消去转速和电枢回路电阻，求电源内阻。但是实验时求取的电枢电流不够精 确，导致求不出精确的电源内阻，根据经验，电

20、源内阻在1020之间，所以所得的电阻值可以勉强使用。(4) 电源放大系数Ks计算公式U d0 U d1 d RnKsU dU doU diU ctU ctoU cti计算结果Ks给定电压Uct/v电源端电压U d /V电枢电流Id/A0.437370.5250.0000.525590.5230.0880.638850.5197.6740.7241020.5178.5710.8361220.5151.1630.9221350.5155.3401.0251510.5132.0751.1311650.5113.8211.2541790.5106.0601.3201860.595.2381.50920

21、40.575.5561.7342210.569.7671.8632300.551.8292.1912470.539.5142.5202600.52.6462.8982610.5表3-5电源放大系数的测量结果给定电压和电源输出电压的关系只有在一定范围内才可以被看成一个比例关 系，过小的给定电压，输出处于死区，而过大的给定电压又会使输出饱和，输出 电压的值不再随给定电压的增加而增加。 通常系统工作在死区和饱和区中间的线 性区内。由于实验中给定电压的范围没有选好， 导致给定电压较小时的死区特性没有 明显的表示出来。此外实验区线中的线性区也远不如期望曲线那样直。实际上触发角控制电压的关系如下整流输出的

22、瞬时电压和平均电压为f(Ut)Ud0E 击 Ld；mUd0Umsi n cos m其中 为脉冲触发延迟角Um整流输出的最大电压m为一个周期内的脉动个数结合U ct影响触发角的原理，输出电压不仅由于器件存在饱和现象和不灵敏现象，同时受电感变化和谐波的影响，使得 Ks即使在线性段也有较大的变化。Ks在Uct Udo的关系中表现为两者的斜率，这个斜率应该随着Uct的增加而先变大后变小，但在Uct为1V时出现了一些反复，这应该是由于测量过程中的误差带来的，是由于在记录这一点数据时没有将电枢电流调回0.5A导致的。要得到模型中放大系数Ks，可以用线性区中几组Ks的平均值。线性区Ks平均Ks250.000

23、151.163106.060153.2353230.088155.34095.238197.674132.075178.571113.821表3-6 Ks的线性化直接测量得到的量平波电抗器直流电阻 Rd /平波电抗器电感Ld/mH电枢电感La/mH11.67758318测得平波电抗器的电阻后就可以得到电枢回路的总电阻R Rn Ra Rd 48由直接测量得到的两个电感值和电枢回路总电阻就可以得到电机的电磁时间 常数La LdR0.0224(6)示波器采集到的转速-时间波形图3-1突加给定后的电机电流响应由以上的波形图可以大致求出系统的机电时间常数 求出阴影局部的面积为纵坐标一格代表1.4A/4=

24、0.35As 0.35 50 10.5183.75A ?msI dl0.2AI dm 1 .4 A机电时间常数为153.1251 dm 1 dl综上，典型话后系统各结构的系数为电动势系数Ce电源放大倍数电磁时间常数机电时间常数失控时间三相KsTi桥式Ts0.1431153.23530.02240.15310.00167表3-7模型参数的取值系统的动态结构框图为SiepTh殉 F?nudO153 23530 OOiB7s+i图3-2 V-M系统结构框图3-3系统模型仿真和误差分析利用求取电动势系数的转速-给定表和，不同电枢电流对应的电源放大系数表 可以对已经建立的模型进行检验， 虽然求电源放大系

25、数时没有参加励磁磁通， 电 机没有转速，但鉴于转速和转速带来的反电动势不影响电源环节的输入输出，所以Uct和Ks的关系是可以使用的。在已经建立的晶闸管-电动机系统模型中改变Uct的值，可以得到Uct/vU d0 /vn / rpmId/AU d0/vn / rpm0.544835820.741117560.8331278911.1215910861.06316311371.4818712831.458223156022221530模型仿真结果实验结果表3-8模型静特性与测得的特性比照*摸型电压 模型镂速 T一实验电压 实验诺速1600UOO12001000800GOO0 50.60 70 30

26、 911 11.21 31.415UcLA/4002000图3-3模型响应和实验结果的比照比拟可知，由参数测定得到的模型在转速和电源电压上偏小，由U d0 I d Rn Ce下面通过仿真探讨模型误差可能的来源。晶闸管整流器输出的电源电压较大时，也是电机转速较高的时候，对应的给 定电压也较大，可以看到，实验数据和通过实验数据建立的模型仿真结果又较大 的差异，可能有以下一些原因带来了模型偏差 实验中励磁磁通可能改变了，导致测量转速时的励磁磁通和建立模型某一 参量时的励磁磁通不相匹配，也就是说在这一模型中电动势系数是不适宜的。 实验中电枢电压测量存在偏差，由于电源电压的测量精度不够等原因，会影响到模

27、型中电机的机械特性，从而改变给定电压和转速之间的关系。 电源放大系数的非线性性带来模型的偏差，由之前的模型计算可以看出，电阻和电感的测量都是相对精确的，但是测量计算得到的电源放大系数Ks却随给定电压Uct的变化存在明显的非线性性，这会导致模型中的电源端电压和实验中的电源端电压不一致，从而影响电机的转速。下面对以上三种可能的原因进行讨论 我们试着改变电动势系数Ce,观察在同样给定下电机转速的变化hme/se c unw ansa, o图3-4改变励磁后的电机起动可以看到随着电动势系数减小，也就是励磁磁通减小，电机稳定后的转速会 有所上升，在0.833V的给定电压时，实验得到的转速是1086rpm

28、,电压为159V,而理论仿真得到的转速和电压分别为 867rpm,和178V,按照我们在电机拖动中 德知识，弱磁后系统电压减小，在一定范围内转速提高，并符合模型偏差量，结 合，给定电压较大时1.465V 时的情况，可以初步判断，有可能是励磁磁通变 化带来模型误差。 改变电枢电阻，观察转速的变化Time/sec.innt flllMt 0Tima dfaat Q图3-5改变电枢电阻后的电机起动空载/负载可以看到，在存在负载时，电枢电阻偏大会降低最后的转速，但是计算模型 时的电阻只包括电枢内阻，电抗阻值和电源内阻，实验时还存在起动电阻没有完 全切除的可能，所以电阻测量的偏差不是模型误差的来源。 改

29、变模型中的电源放大系数，考虑到模型电源放大系数的非线性性,IZdJ.r170Traa cttim D图3-6改变电源放大系数对转速的影响仿真和实验时给定电压0.833V时的转速分别为867rpm和1086rpm,由上图 可以看到Ks的偏大会使转速偏大，实际转速较模型仿真出的转速偏大，可能是 模型电源放大系数偏小带来的，但这是不合理的，因为在计算平均放大系数时所 用线性段放大系数都是偏大的，很难想象模型的放大系数还会出现偏小的情况。综上所述，模型的偏差是由于得到参数的实验和得到转速的实验励磁磁通不 同带来，这是可以接受的，因为实际中励磁磁通本来就会不断改变。第四章工程设计方法设计和整定转速，电流

30、反应调速系统4-1设计整定的思路双闭环调速系统是一个典型的串级系统，其整定方法和其他串级系统类似， 有三种整定方法，一步整定法，两步整定法和逐步逼近法，本次课程设计用的是 两步整定法，先整定电流内环，后整定转速外环。电流内环的要求主要是快速跟随，转速外环的主要要求是抗扰动，消除转速 静差，由此确定内环简化为典型I型系统，外环为典型U型。实际系统和理论系统不同，实际系统必须有滤波环节以减少高频干扰信号，在这个双闭环调速系统中还必须有电流滤波， 转速滤波和给定滤波三个环节，同 时为了保证综合点处参与运算的量相位相同， 同样的滤波一阶惯性环节加在 反应回路是有必要的。4-2电流调节器的整定和电流内环

31、的校正，简化已经计算得到的系统模型参数如下电动势系数电源放大倍电磁时间常机电时间常失控时间三电枢回路总Ce数 Ks/s数 Tl/s数 Tm/S相桥式TS/s电阻R/0.1431153.23530.02240.15310.0016748表4-1模型参数要求的性能指标和条件如下性能指标静态静差率S%<5%调速范围Ds3动态输入超调量5%扰动超调量 n10%条件限幅值*最大速度给定U nm5V*最大电流给定Uim5V电流反应强度5V/1.4A速度反应强度5V/1450rpm滤波环节调节起输入电阻Roi20kRon20k调节器滤波电容Coi0.224 FCo 0.104 F表4-2性能指标Ti

32、Ts Toi 0.00367s0.0034481450rpm5V14A3.571V A所以电流内环简化为Ks/R11.4(Tls 1)(T is 1)(0.0224s 1)(0.00367s 1)C0i R040.224 10 6 20 10340.00112s电流调节器的传递函数为WACR(S)心(iS 1)iS检查电源电压的抗扰能力TTi0.0224s0.00367 s6.103查看抗扰能力表可知，可以满足题目的要求电流调节器超前时间常数i T 0.0224s要求起动超调量小于5%查表，取KITi 0.5 KI为电流环开环增益Ki0.5Ti0.50.00367s136.240s所以电流调节

33、器的开环增益为KiKlj-R0.2677Ks得到电流调节器的传递函数为WACR (s)0.0224s电流内环的闭环传递函数时间常数0.2677(0.0224s 1)0267710.08368s又有KT 136.24 0.003670.50查表可知电流内环等效的典型I型系统超调量i%4.3% 5%满足系统要求而对于电流调节器有Ki Ri / R。i RGR020k所以R 5.3kCi 4.2 FTime/secime- offset 0图4-1电流内环的起动波形% 罟6A 100% 2.94% 5%4-3转速调节器的整定和转速环的校正，简化电流环等效时间常数2T i 0.00734s根据测速发电

34、机的纹波情况，可以取Ton 0.01s确定转速环的小时间常数Tn Ton丄 0.01734SKi转速调节器的传递函数为WASR(S)Kn( nS 1)要求的跟随和抗扰动性能较好,，选取系统开环传函的中频带宽h 5 ,那么ASR的超前时间常数为hT n 0.087s同时求出转速环开环增益为KnKn(h 1) CeTm2h RT2h2Tn2399.101s6 3.571 0.1431 0.15312 5 0.003448 48 0.0173416.36s得到转速调节器的传递函数为WASR(S)16.36(0.087s 1)163610.087s.0.005317s对于转速调节器有KnRn.R0Rn

35、CnR020k所以Rn 327kCn0.266 F由中频带宽h=5查表得到转速超调量为37.6%，但实际上由于转速调节器在起动时出现饱和，其超调量远远达不到 37.6%_Time/sec_ime offset 0图4-2转速环的起动波形图转速超调量c, 1535rpm 1450rpml an%100%5.86%10%1450rpm得到计算出的转速电流调节器参数R 5.3kR, 327 kACRASRCi 4.2 FCn 0.266 F而在双闭环调速系统中两个调节器都是PI调节器，电路图可以参考图2-34-4系统的实际运行整定计算得到理论的参数后，进行simuli nk仿真发现转速和电流的超调量

36、都满足系统性能要求，进入实验室，对系统进行整定。图4-3双闭环调速系统步骤整定对象和目的具体方法考前须知1设定ACR的输出将手动的负给定直接施加给构成ACRI .这个环节是单兀限幅值的运放反向端。测试，除了 ACR以外计算ACR的限幅值，等于最大控制电压的环节都不接入给I U ctmU Iom疋.除以它对应的电源放大系数Ksn .ACR的给定值多调节运放反向端和输出端所连的电阻大不重要，但必须是Rpi，直到运放输出端输出电压恰好为预负给定，这样在正式运行时的限幅值才会设的限幅值。正确。2设定ASR的输出方法和步骤1相同，只是限幅值不同,是I .对ASR施加的给限幅值5V。定必须是正给定。3调节

37、好电流反应计算电流内环的反应系数I .接入ACR的手动系数*Uim输入须为负给定。1 dmn.调节反应系数所将手动给疋接入 ACR的反向输入端，用的给定电压只是最ACR输出端接晶闸管电源，电机不施加励大给定电压的一半，磁。这样防止了过大的电手动给定一个电压，等于最大给定的一流冲击系统，它的依半，待内环稳定后测量电枢电流，调节三据是传感器的输入输相互感传感器的阻值使电枢电流为堵转出关系一定是根本线电流的一半即可性的。4系统投入运行并通过改变阻值和容值将 ASR和ACR勺增I .连接系统时，要注调整转速反应系益和时间常数设置好， 先用预先计算出的意无论是电流环还是数参数，系统投运后再修改。转速环都

38、要构成负反将双闭环系统的各个环节按图连接好，馈，也就是反应，输参加励磁磁通和负载，反应线也接好。入给定要反号，电流将给定电压调到最大的 5V，施加给定，环给定为-，反应为+用示波器观察电枢电流的波形是否稳定，即可；转速环给定为假设不稳定那么减小 ASR给定端输入电阻或+，那么转速反应须与增大给定-输出电容值，直到波形稳定，ASR端反接才能构成并记录此时的ASR电阻电容值。负反应。通过调节负载使电枢电流稳定在大约n.系统须要稳定运1.05A，也就是额定工作点，然后调节速行，也就转速不出现度反应阻值，直到转速稳定在1450rpm处持续的等幅振荡，否完成。那么整个系统的参数都会不断振荡。川.系统要保

39、证稳态精度，也就是两个pi调节器的增益不能太小5.整定系统的转速和电流暂态响应 系统投入运行后在线调整ASR的比例和积分参数，振荡剧烈时要减小 ASR输入 端电阻，减小增益，超调量大时那么要增大 电阻，增大电容也有同样的效果，最后要将转速超调量控制在 10%，且保证空载 到额定负载系统都能稳定。 ACR勺调整方式根本相冋，主要通过调节电容值使电流的波形呈现矩形状，到达准时间最优控制的目的， 电流超调量要控 制在5%以内I.先整定转速再整定电流。n .电机整定后的ASR ACR参数和理论计算的参数存在相当 大的差异，一方面是 由于实验电机的特 性，如电枢电阻大， 电源放大系数的非线 性性，另一方

40、面也是 由于建模时的简化有 不少如小时间常数，Ks线性化，忽略反电 动势影响等是不适合 于实验中电机的。5测定两条系统的静特性曲线 将整定后的参数调整好并记录下来。 调节电机的给疋分别到 5V，改变负载 电机串入的电阻值，记录电机的电流和转 速。 改变电机给定电压到 1.67V，将以上步 骤重复。静特性数据和曲线见I.测定过程中的操 作和静特性曲线的定 义紧密相关，给定电 压，电枢电阻和励磁 磁通均不能改变，利 用负载电机特性与电 机特性的稳定工作点 来确定一组静特性。6得到系统的电流，转速起动波形将给定调到最大， 突加给定，在示波器 上显示转速Un和电枢电流Ui的起 动波形，得到调整后系统的

41、暂态和稳态参 数。转速电流起动波形见I .继续调整 ASRACR的电容得到较光 滑的曲线。表4-3系统的整定测定的静特性数据为Uct/VId/An /rpm4.9850.514580.614610.714600.814590.914551.014541.6750.24560.34560.44540.54550.64540.7453表4-4系统的静特性原始数据双闭环系统的静特性绪定4 985V给定1 675VaT- T""""I11600140012001Q00£f 6006004002000.20.30.40 608070.80.9ld./A图

42、4-3系统的静特性曲线系统动态起动波形如下转速电流图4-4双闭环系统的电流转速起动波形调整后的系统的ASR ACF参数为ASRACRRn/ kCn/ FRi/kCi/23.710.852.512.74-5关于ASR和ACR调节器的进一步探讨anitei I02QCi.2'&roflVrpmirar1oTaf c-Tini0/t0L務定电hsvrr的起叨疲总图4-5双闭环调速系统的simulink仿真和起动波形图用计算出来的参数调节测定出的 V-M模型，转速，电流超调量都满足要求ASRACRRn/ kCn/ FRi/kCi/ F计算值3270.2665.34.2最终整定值23.7

43、10.852.512.7通过4-2和4-3中计算得到的ASR和ACF参数和最终整定出的参数有较大 的区别，这个区别有可能是计算中的等效和简化造成的， 当然实际调试过程中也 存在很多偶然性，所以这里只探讨参数数量级上的差异，不探讨具体差多少。 为了简化设计工作，我们在计算电流内环传递函数时忽略了反电动势的影 响，但是反电动势和转速成正比，双闭环环系统起动过程中反电动势的变化会引 起起动电流的波动，并且会给电流带来静差。忽略转速对电流的影响会减少电流 波动，影响ACR和ASR勺比例，时间常数。忽略反电动势对电流环影响的条件是实验中用到的是小电机，机电时间常数 Tm偏小，又由于电枢电流偏小1.2A，

44、所用的电感值小，电枢电阻大，所以电磁时间常数Tl也较小,所以忽略反电动势的条件可能使不稳定的，会带来较大的误差。 小惯性环节的近似，在得到电流内环的简化中小惯性环节近似的条件是由于实际系统阶数比简化系统高，所以简化系统的伯德图截止频率较低，这 个条件不一定满足。 高阶系统低阶化成为一阶惯性环节，加快了电流的跟随作用，这样设计出 来的系统超调量会减小，实际运行会出现更大的超调。 计算ASR和ACF参数所用的方法主要是针对大电机的，大电机的电感大， 电枢电阻小2以下，电磁时间常数大，机电时间常数也大， 而实验中用到的 是小电机，电枢电阻大48 ，而且电枢电流也小，所以计算出的参数只能作为参考第五章设计分析和心得总结5-1实验中出现的问题模型参数测定实验和工程方法整定过程中出现的问题都已经在表3-1和表4-1中列出了。投入运行后实验中出现了一系列问题，如 转速反应线接反。转速反应环必须构成负反应，一旦环内没有一个环节取反，系统就会失去对转速的控制作用，转速很快会上升到2200rpm左右。 转速调节器的电容过大。在整定调节器的参数时，为了将系统的波动 消除，超调减少，会出现矫枉过正，转速调节器电容过大，积分作用变弱， 系统消除静差的能力小