2022年《电力电子系统设计与实验》总结报告

1、精品word 名师归纳总结 - - - - - - - - - - - -电力电子系统设计与试验总结报告电力电子系统设计与试验实 践 报 告专 业:电气工程学 号: 告 人:李雪苗提交日期 : 2021年 6 月 24 日目 录1 产品设计目标: .1 1.1产品性能指标汇总 .1 1.2产品设计依据 .1 2产品主电路工作原理概述 .1 2.1开关电源主电路 .1 2.2前级 PFC工作原理.2精选名师 优秀名师 - - - - - - - - - -第 1 页，共 31 页 - - - - - - - - - -精品word 名师归纳总结 - - - - - -

2、 - - - - - -2.3 PFC 掌握芯片 L6562A介绍 .3 2.4后级反激电路工作原理 .4 2.5 Flyback掌握芯片 TEA18362介绍 .53 电路参数设计 .5 3.1前级 PFC电路参数设计.53.1.1 Boost 变换器工作原理及电感电容的运算53.1.2 Boost电感设计.8 3.2后级 Flyback电路的设计 .9 4试验结果分 析 . 11 4.1前级 PFC调试.13 4.2反激变换器调试及试验结果 .精选名师 优秀名师 - - - - - - - - - -第 2 页，共 31 页 - - - - - - - - - -.13 4.3前后级联调试

3、 .16 5问题或现象分析 .20 6实践体会 .21附录 .221电力电子系统设计与试验报告1 产品设计目标 :1.1 产品性能指标汇总产品参数设计指标 :输入电压 :90264V AC、3.15A、4763Hz;输出电压 :19.2V DC 、4.2A;输出功率 :70W90W;功率因数 :0.95以上;1.2 产品设计依据从产品参数设计指标分析，其输入为沟通电，输出为直流电，故第一需要设计整流电路，本产品设计的是二极管不控整流；整流输出为脉动较大的直流电 即沟通电的半个周期 ；此外本产品对电能利用率有要求，功率因数要求高于0.95 ，因此需要加入功率因数校正PFC环节；从所学学问明白到，

4、Boost 变换器可用作功率因数校正 PFC；这也是一种常用的PFC拓扑电路； Boost 变换器有三种工作模精选名师 优秀名师 - - - - - - - - - -第 3 页，共 31 页 - - - - - - - - - -式，分别为电感电留恋续模式、电感电流临界连续模式和电感电流断续工作模式；其中，电感电流临界连续模式下，可以通过有效掌握，使输入沟通电流和沟通电压同相位从而有效提高功率因数；综合各种因素考虑本产品设计挑选Boost 工作在电感电流临界连续模式；2642 本产品设计要求输入电压范畴较宽；最大输入电压峰值；为满意这一宽范畴输入要求，同时考虑经济合理性，本产品设计Boost

5、 电路工作正常的输出电压为400V直流电；为了对Boost 电路有效掌握，实现PFC，本产品设计选用性价比较高的芯片 L6562A；通过 Boost 电路实现功率因数校正后，输出电压较高；而产品要求输出电压为19.2V ；为此，电路仍需要一个DC/DC降压拓扑电路；可以实现降压的拓扑电路有 许多；非隔离式变换电路:Buck 变换器、 Buck-Boost 变换器、 Cuck 变换器 ; 隔离式变换器 : 单端正激式隔离变换器，单端反激式隔离变换器；由于反激变换器能实现输入输出电气隔离，电压升降范畴宽，运行牢靠性能高等优点，因此本产品挑选反激变换器实现 DC/DC降压；常用的高集成反激掌握芯片有

6、SG6742、FAN6754、TEA18362 等；结合试验实际条件，本产品设计选用TEA18362芯片作为反激电路开关管的驱动芯片；综上所述，产品设计总体电路拓扑结构确定为: 二极管整流电路， Boost 变换器实现 PFC电路、单端反激式隔离变换器实现DC/DC降压变换电路；2 产品主电路工作原理概述2.1 开关电源主电路产品电路中，输入为AC90264V电压，经过二极管整流桥把沟通电变成直流 电，然后利用 Boost 实现功率校正，最终利用单端反激隔离式变换电路进行降压供应稳固的直流输出电压；电路前级采纳的掌握芯片为L6562A，后级采纳的掌握芯精选名师 优秀名师 - - - - - -

7、 - - - -第 4 页，共 31 页 - - - - - - - - - -片为 TEA18362，工作频率为100kHz；为验证产品设计思路的可行性，依据设计要求第一进行了仿真；1电力电子系统设计与试验报告图 2-1 为本文仿真电路结构图，产品主电路图见附录；Tr LDDNN12；UU，RCUoTinUoCRTUrefiuLd KuoPIuref图 2-1开关电源电路拓扑结构2.2 前级 PFC工作原理有源功率因数校正 Active Power Factor Correction电路，是在传统的不行控整流电路中融入有源器件，使得沟通侧电流在肯定程度上正弦化，从而减小装置 的非线性、改善功

8、率因数的一种高频整流电路；基本的单相APFC电路，在单相桥式不行控整流电路和负载电阻之间增加一个DC-DC功率变换电路，通常采纳Boost 变换器；通过适当的掌握Boost 电路中开关管的通断，将整流器的输入电流校正成 为与电网电压同相位的正弦波，排除谐波和无功电流，将电网功率因素提高到近似为 1，其电路拓扑结构如图2-2 所示；LDUU，RCoinUT图 2-2 APFC 拓扑结构图精选名师 优秀名师 - - - - - - - - - -第 5 页，共 31 页 - - - - - - - - - -假定开关频率足够高，保证电感L 的电留恋续 ; 输出电容足够大，输出电压可以u 认为是恒定

9、直流输出电压；电网电压为抱负正弦电压，即有u,Usin,t，就不行 iimu,u,Usin,tu控整流桥的输出电压为正弦半波，；iniminui 当开关管 T 导通时，对电感充电，电感电流增加，电容C向负载放电 ; 当TinLuuui 关断时，二极管D导通，电感两端电压反向，和对电容充电，电感电流减LinLL 小；电感电流满意以下关系式；,Usint，t,t,t，tdimkkonL,u, 1 ,LUsin,t-u，ttttT，, ，dtmokonks,ii通过掌握开关管T 的通断，即调剂T 的占空比 D，可以掌握电流；如能掌握近 LLu 似为正弦半波电流，且与相同相位，就整流桥沟通侧电流也近似

10、为正弦电流，且与 inu 电网电压同相位，即可达到功率因数校正的目的；这也是APFC的基本原理； 为实现 i这一掌握目的，需要引入闭环掌握；2电力电子系统设计与试验报告掌握器必需实现两个基本要求:1 、实现输出直流电压的调剂，使其达到给定uo值;2 、保证电网侧电流正弦化，其功率因数近似为1；为此采纳电压外环电流内环的单相 PFC双环掌握；如图 2-3 所示；LDUU，RCoTinU精选名师 优秀名师 - - - - - - - - - -第 6 页，共 31 页 - - - - - - - - - -iLUin KUo UrefPI图 2-3 APFC 掌握原理图, 电压外环的作用是实现掌握

11、目标的电感电流指令值；给定输出电压减去测量uiLo, 到的实际输出电压u 的差值，经 PI 调剂器作用，输出电感电流的幅值指令；测得到 IoL 的整流桥输出电压除以其幅值后，得到单位的半正弦量；该值与得到的电感电流幅 uin,；为与同相位的正弦半波电流，其幅值可控值指令相乘得到电感 电流的指令值 uiiinLL制直流电压 u 的大小；电流内环的任务是掌握开关管T 的通断，使实际的电感电流 ioL, 跟踪其产生的指令值；为仿真便利，此处采纳了电流滞环掌握；通过滞环掌握可以 iL, 保证明际的电感电流i 在其指令电流邻近波动，波动的大小与滞环的宽度有关； iLL在实际电路中此处采纳的是L6562A

12、 芯片掌握； L6562A采纳的是电流峰值掌握 方法和电流检测掌握方法的结合；其掌握原理为: 当芯片 5 管脚ZCD检测到 Boost电感电流为零时， L6562A会驱动开关管导通，此时电感电流基本呈线性上升; 当芯片 4 管脚CS检测到流过开关管的电流 此时也是流过电感的电流 到达规定的上限 即电流峰值 时，开关管会关断，直到下一次ZCD检测到过零电流时才开通；图 2-4 L6562A 掌握的电感电流波形2.3 PFC 掌握芯片 L6562A介绍3电力电子系统设计与试验报告L6562A 主要特点 :1. 乘法器内置 THD优化电路，以减小过零点失真，降低THD值;精选名师 优秀名师 - -

13、- - - - - - - -第 7 页，共 31 页 - - - - - - - - - -2. 极低启动电流 典型值 :30uA; 保证 60uA 以下 ，可减低芯片功耗 ;3. 内部参考电压于25.时只有 1, 以内的误差率 ;4. 除能Disable功能，可将系统关闭，降低损耗;5. 精确可调的外部过电压爱护;6. 内部启动及零电流检测功能;7. 在电流检测输入端内置领先的数字RC滤波器，过零频率邻近的高频区域仍旧可以工作，因此降低了总的谐振失真度;8. 800mA 的图腾级输出，可用于直接驱动Power MOSFE；T18INVVcc2COMPGD7 MULTGND36 45CSZC

14、D图 2-5 L6562A 的封装图表 1 L6562A 接脚功能PIN 脚 名称 功能1 INV误差放大器反相端输入2 COMP误差放大器输出3 MULT 乘法器输入4 CS 电流检测输入5 ZCD 零电流侦测6 GND 接地7 GD 为 MOSFET栅极驱动输入8 V L6562A 工作电源接口 CC2.4 后级反激电路工作原理精选名师 优秀名师 - - - - - - - - - -第 8 页，共 31 页 - - - - - - - - - -精品word 名师归纳总结 - - - - - - - - - - - -本产品后级电路选用电流断续模式DCM单端反激拓扑电路；单端反激隔离式变

15、换器是一种成本较低的电源电路，小功率电一般选此拓扑结构；其输出功率为20W,100W，可以同时输出不同的电压，且有较好的电压调整率；在输入电压和负载电流变化较大时，具有更快的动态响应速度；其补偿电路结构简洁；反激式变压器开关电源，是在变压器的初级线圈利用直流电流鼓励后，变压器的次级线圈没有功率输出 ; 当变压器初级线圈的鼓励电路被关断，初级线圈和二次线圈通过磁耦合， 释放磁能，转换为电能，向负载供应电能；单端反激开关电源采纳了稳固性很好的双环路反馈掌握系统 输出直流电压隔离取样反馈外回路和初级线圈充磁峰值电流取样反馈内回路 ；通过反馈4电力电子系统设计与试验报告回路产生 PWM信号，有效掌握开

16、关管的通断；从而实现对初级线圈充磁电流峰值的有效调剂，达到稳固输出电压的目的；2.5 Flyback掌握芯片 TEA18362介绍反激掌握芯片 TEA18362是低成本应用的开关电源掌握器，具有集成高电压启动、供电电压范畴较大的特点，各管脚功能见表2；图 2-6 TEA18362 封装图表 2 TEA18362 管脚功能 :管脚 名称 功能精选名师 优秀名师 - - - - - - - - - -第 9 页，共 31 页 - - - - - - - - - -精品word 名师归纳总结 - - - - - - - - - - - -1 VCC 供电电压2 GND 接地3 DRIVER 栅极驱动

17、输出端4 ISENSE 电流检测端5 AUX 帮助绕组输入端6 CTRL 可控输入端7 PROTECT输入爱护8 HV 高电压启动3 电路参数设计3.1 前级 PFC电路参数设计3.1.1 Boost变换器工作原理及电感电容的运算Boost 变换器是一种输出电压等于或高于输入电压的单管非隔离直流变换器；合理掌握开关管T 的导通比，可掌握升压变换器的电压稳固输出；Boost 变换器有三种工作模式，分别为连续导电模式、临界导电模式和不联系导电模式；在本设计有源功率因数校正 APFC中， Boost 变换器工作在临界导电模式；针对这种情形分析 Boost 电路，运算设计其电感和电容值；5电力电子系统

18、设计与试验报告LDRCUTin图 3-1 Boost变换器电路拓扑假设电路中各个元件都是抱负器件；一个开关周期内，Boost 变换器有两种工况；如下列图；LLiiLLCC精选名师 优秀名师 - - - - - - - - - -第 10 页，共 31 页 - - - - - - - - - -UiUUiUinToinTo RRaBoost电路开关管导通状态bBoost电路开关管截止状态图 3-2 Boost变换器电感电留恋续时两种工作状态1当开关管导通时，电路拓扑如图 3-2a 所示，二极管承担反向电压而截止；电容向负载供电，极性上正下负；电源电压全部加到电感两端，在该电Uu,UCRinLin

19、 压作用下电感电流线性增长，储存的磁场能量也逐步增加；在一个开关周期T 内，开 iSLt 关管 T 导通的时间为；开关管T 导通期间，电感电流的增量为: on tUUU1ininin,i,dt,t,DT 2 L， 1CS,0LLLi2当开关管 T 截止时，电路拓扑如图3-2b 所示，经过二极管 , 流向输出 LiU 侧，电感中的磁场将转变两端的电压极性，以保持不变，这样电源电压与电LLLinu 感电压串联，总电压高于电容两端电压，此时电源和电感共同为电容和电阻供 CCRLUU-U,0 电，负载电阻端电压极性仍旧是上正下负；电感上的电压为，电感电R0in0TTiT-ti流线性减小；在一个开关周期

20、内，开关管的断开时间为；到时刻，到达 SSLSonLI 最小值；在开关管截止期间，电感电流的减小量的肯定值为: L2 tU,UU,U20in0in， ,i,dt,1,DT 3 L， -cS,t1LL,i当稳态工作时，开关管T 导通期间电感电流的增长量等于开关管的截止期间 L，,i的减小量；即电感电流的净增量为零；有式2 和式3 可得电压增益为L， ,精选名师 优秀名师 - - - - - - - - - -第 11 页，共 31 页 - - - - - - - - - -U10M, 4 U1-DinCD,1 由式3 可知，故输出电压与输入电压的比值始终大于或等于1，即输出C电压高于输入电压；这

21、就是Boost 变换器升压的原理；本设计中， Boost 变换器工作在电感电流临界连续模式；此时有:,i,2I 5 Lin6电力电子系统设计与试验报告 Boost 变换器输入功率与输出功率分别为: 和 P,UIP,UIoooininin假如忽视电路中的损耗，就有，于是有: P,Pino U1o 6 III,inooUD1-inC联立式 2 、式5 以及式 6 可得临界模式电感值为 :R2， L,D1-DT 7 CCS2依据输出电压的纹波系数设计 Boost 电容；当电感电流处于连续状态时，考虑二极管电流会全部流入电容器，如图 3-2b 所示，在每一个开关周期电容充电或者放电的能量为，就有 :

22、,Q8 ,Q,IDT0CS由形成的纹波电压可表述为: ,Q IDTUDTQ,0CS0CSU, 9 0CCRC由此可运算得电感电留恋续模式下，依据要求的纹波电压限值，可求得需要的电容值为 :UDTIDT0CS0SCC, 10 R,U,U0o精选名师 优秀名师 - - - - - - - - - -第 12 页，共 31 页 - - - - - - - - - -精品word 名师归纳总结 - - - - - - - - - - - -已知输入沟通电压为90-264V，输出直流电压约为400V，主电路输出功率为 85W，按效率为 90%运算，可以得出输入功率为90W；Boost 电路工作在临界连续

23、状态，且为开关频率不固定的变频掌握；就最大输入电流P90inI,1A 11 imaxU90imin 电感中最大峰值电流I,22I,2.8A 12 pmaximaxBoost 功率开关零电流导通，电感电流线性上升，可得,IV,L 13 iDTS,VV,400,2 ， 90 电感电流显现的最大和最小占空比分别为为oiminD,0.68,maxV400,o 14 ,VV,400,2， 264,oimaxD,0.067,minV400,of,100kHz设此时的开关频率，就Boost 电感值为 s 7电力电子系统设计与试验报告,VD， 2900.68imin,L,H309,max3fI， 100102

24、.8spmax, 15 ,VD，22640.067,imaxL,88,Hmin3,fI， 100102.8spmax,综上，这里我们取电感；LLL,LH,300,minmax3.1.2 Boost电感设计依据实际条件，挑选RM8型磁芯；其结构图如下图所示:图 3-3磁芯规格图表 3 磁芯 PC40RM8Z-12的技术参数精选名师 优秀名师 - - - - - - - - - -第 13 页，共 31 页 - - - - - - - - - -精品word 名师归纳总结 - - - - - - - - - - - -Dimensions mm Ap Ae Aw A LTYPE MATERIAL

25、4 222A * B * C cm mm mmnH/N RM8 PC40 22.75*8.2*10.8 0.3130 64.00 48.90 1950.0 Le Ve Wt P 100kHz 200mT Pt 100kHz可协作 BOBBIN CL3 mm mm g 100.W Watts 幅寬 PIN形狀 38.00 2430.00 13.00 0.97 679.15 8-12 V2Ae,64mm由磁芯参数表可以查得，所以可以求得需要的匝数为Li300 ，2.8pmaxN,52.5 16 1,B，Ae0.25，64另外可求的需要加入的气隙为2267,NA,546410410 ， ,e10 1

26、7 lmm,07.g,6L30910，1表 4 铜线的技术参数铜直径铜面积绝缘直径带绝缘面积/m /m A AGW 2 2 2 20. 100. mm mmmm mmJ=4.5A/mm30 0.25 0.0509 0.30 0.0704 0.3385 0.4523 0.229由表 4 的绕线参数可以求得原边线圈所需绕线股数8电力电子系统设计与试验报告I1imax 18 n,41j，0.05095 ，0.0509变压器原副边匝比为UU,4002220,，oimax 19 k,6U15gN52.51 副边匝数 N,8.75 20 2k6I0.333imax副边线圈所需绕线股数21 n,1.342j

27、，0.05095 ，0.0509为防止上电后电感发热现象严峻，本试验原边线圈选取4 股线 50 匝，由于二次线圈的电流很小，本试验取绕线股数为2 股 6 匝；垫三层纸后测得电感为300uH,漏感为 23uH，电阻 0.7 欧姆；精选名师 优秀名师 - - - - - - - - - -第 14 页，共 31 页 - - - - - - - - - -3.2后级 Flyback电路的设计后级反激电路的工作原理在上文中已经详述，再次不再赘述；本节内容主要设计 Flyback的变压器；1) 变压器变比的设计，变比受两方面的影响；其一是Mosfet 能够承担的 V，在变 ds 压器去磁的初始阶段，变压

28、器的漏感会引起电压尖峰，此处取电压尖峰V=60V；其 spike二为二次侧二极管的反相耐电压；依据电路图Mosfet 的型号为 K11A60D，其 V 为 ds-max600V；二次侧整流二极管型号为MBR20210C，T其反相耐压为 V=100V，正向导通压 rev 降 V=0.5V； forwV-V-V600-60-400ds-maxspikein 22 N,-,7.1maxV，V19，0.5oforw 依据缘由二确定最小匝比:V400in N,4.9 23 minVV,100,19revo折中选取变比为N=6；2) 最大占空比运算 :VVN，6 ，19 ，0.5oforwD,0.226

29、24 maxNVVV， ，6，19 ， 0.5 ，400oforwin选取谐振频率为450KHz，开关频率为 60KHz；得出 Mosfet 的最大答应导通时间T,DT,T,0.226，16.6,2.22,3.24us 25 onmaxperosc3) 运算初级电感222-623VTf400 ，3.24 ， 10 ，60， 10inonL,504uH 26 2P2， 90,0.9max9电力电子系统设计与试验报告4) 原边峰值电流2P2， 100max 27 I,2.57Ap-63Lf504， 10，60，10精选名师 优秀名师 - - - - - - - - - -第 15 页，共 31 页

30、 - - - - - - - - - -5) 原副边匝数LIp 28 N,pBAemax变压器选用磁性型号为PQ26/20，其技术参数如表5 所示；表 5 技术参数AL4 22 类型 材料 尺寸 mm A * B * C Ap/cm Ae/mm Aw/mm 2nH/N 26.5*12.37*19 0.9971 119.00 84.50 5250.00 PQ26/20 PC44100kHz 200mT Pt/100kHz可协作 BOBBIN PCL3Le/mm Ve/mm Wt/g100.W Watts 幅寬 PIN形狀 55.50 6530.00 36.00 2.32 195 13.6 12

31、V算的原边匝数为44 匝，考虑磁芯的大小，挑选原边为36 匝；就副边匝数为6 匝；6) 运算帮助绕组匝数每匝绕组产生的电压为V，V19， 0.5of V,3.25 29 wN6s帮助绕组匝数13，0.6n,4.18 30 max3.25实际取匝数为 n 为 6 匝，就掌握芯片V=19.5V ； cc7) 原副边股数 原边电流有效值为DI,I,0.70A 31 pmsp3副边电流有效值1-DI,NI,7.8A 32 smsp3最终确定原边股数为4 股，副边股数为15 股，帮助绕组的 2 股； 依据上述参数需要的窗口面积为 :22 A1,Sp*Np ， Ss*Ns，Sa*Na*S,4 ， 36，1

32、5，6，2，6 ，0.0704mm,17.3184mm小于磁芯的窗口面积，得出窗口利用率K=0.2；精选名师 优秀名师 - - - - - - - - - -第 16 页，共 31 页 - - - - - - - - - -精品word 名师归纳总结 - - - - - - - - - - - -10电力电子系统设计与试验报告绕制好变压器之后，通过调剂气隙调剂变压器的激磁电感和漏感，最终垫3 张纸最终测得电感为563uH，漏感为 17.5uH，电阻 0.8 欧姆； 4 试验结果分析4.1 前级 PFC调试在只调试前级 PFC和后级反激变换器时，应当把前后两级断开，电路中JP6 跳线为此供应了便

33、利；第一断开JP6，只调试前级 PFC；产品的输入电压要求为90-264V/AC，为此我们使用试验室量程为0-250V/AC 可调的调压器为产品供电；由于前级PFC的主电路为 Boost 的电路，而 Boost 电路不行以开路工作，否就会烧毁输出滤波电容，因此依据产品功率以及PFC输出电压的大小，我们在 PFC输出端连接了滑动变阻器，将阻值调至1800 左右，进行调 试；依据上述情形，将电路连接好进行调试；在第一次上电时，由于不确定电路是否能够正常工作，我们通过调压器一点一点增加输入电压，同时测试了整流输出和直流母线电压；输入电压从零逐步增加，当输入电压增值75V 左右时，电路处于打嗝状态，即

34、一会儿工作一会儿不工作，连续上升输入电压，当输入电压在90V 左右时，电路正常工作，输出电压波形及整流输出波形如图4-1 所示；图 4-1输出电压波形及整流输出波形精选名师 优秀名师 - - - - - - - - - -第 17 页，共 31 页 - - - - - - - - - -精品word 名师归纳总结 - - - - - - - - - - - -从图 4-1 可以看出整流输出电压开头是连续的半周期正弦波，经过一段时间后电压维护在一个较高的水准；从这一时间段可以看出电压的变化有点类似于整流桥 带容性负载时输出电压的变化趋势；即开头电容电压低于电源电压，电容充电，输 出电压上升直至一

35、个较高值; 在电源电压下降时，电容电压高于电源电压，电容放电，电压值减小；假如电容足够大，电容电压仍没放完全，电源电压又上升到高于 电容电压，再次给电容充电；当电容电压充放电进入稳态时，电压就会维护在一个 较高的水准，变化波形如图4-1 波形的后半部分；依据这种分析，估计实际电路产生图 4-1 波形的缘由，应当是芯片工作一段时间后由于过压爱护作用使L6562A 停止工作，此时开关管关断；Boost 输出电容对负载放电，且电感电流维护二极管导 通，这样就有可能构成整流桥输出侧带容性负载的电路，由于电感电流维护二极管导通，此时 Boost 输出侧电容对整流桥输出电压有箝位作用，致使电压在一个较高的

36、值波动；只有这样才能够说明图4-1 的波形；图 4-2 中，通道 1 是 L6562A 芯片过零检测管脚的信号，通道2 是 GS端电压信号；从电路结构来看， L101 的原边作为 Boost 的升压电感，其副边经过电阻R107 与 L6562A11电力电子系统设计与试验报告芯片的 ZCD管脚连接起来；图 4-2 ZCD 管脚信号与 GS端信号对比图精选名师 优秀名师 - - - - - - - - - -第 18 页，共 31 页 - - - - - - - - - -精品word 名师归纳总结 - - - - - - - - - - - -图 4-3芯片 VCC管脚电压图 4-4前级开关管栅

37、极和漏极驱动电压12电力电子系统设计与试验报告图 4-5 L6562A 反馈电压信号图 4-3 至图 4-5 是前级电路的几个主要测试点的信号波形；4.2 反激变换器调试及试验结果精选名师 优秀名师 - - - - - - - - - -第 19 页，共 31 页 - - - - - - - - - -精品word 名师归纳总结 - - - - - - - - - - - -分别测试了在后级直流输入398.33V，输出电压 18.5V，负载阻值 10 情形下电路各个波形；如图4-6 到图 4-14 所示；各个波形与前面的分析相一样，且符合 理论分析，在此不对波形进行具体分析；图 4-6后级输出

38、电压波形图 4-7栅源和漏源极波形 通道 1 是 GS，通道 3 是 DS 13电力电子系统设计与试验报告精选名师 优秀名师 - - - - - - - - - -第 20 页，共 31 页 - - - - - - - - - -精品word 名师归纳总结 - - - - - - - - - - - -图 4-8 VCC 引脚输出波形 如通道 1图 4-9光耦发光二极管的阴极电压图 4-10反激电路输出电压分压得到的反馈电压波形14电力电子系统设计与试验报告图 4-11 D200 的反极性电压精选名师 优秀名师 - - - - - - - - - -第 21 页，共 31 页 - - - -

39、- - - - - -精品word 名师归纳总结 - - - - - - - - - - - -图 4-12 8.4欧电阻时反激驱动波形图 4-13 7欧姆时反激驱动波形15电力电子系统设计与试验报告图 4-14 5.6欧姆时反激驱动波形依据输出电压和电流值，我们算得后级反激变换器的输出功率为4-2 P,UI,19.8， 5.2,102.96Wououtoutt精选名师 优秀名师 - - - - - - - - - -第 22 页，共 31 页 - - - - - - - - - -精品word 名师归纳总结 - - - - - - - - - - - -反激变换器的效率为P102.96out

40、 4-3 ,， 100%,94.98%P108.4in对于反激变换器，效率相对来说是比较高的；通过对后级的多次调试，最终使得反激变换器在输入400V，额定负载的情形下可以正常工作；4.3 前后级联调试经过前面分别对PFC和反激变换器的调试，其均能正常工作，因此级联的调试相对比较顺当；分别测试了如下波形；图 4-15输出端电压16电力电子系统设计与试验报告精选名师 优秀名师 - - - - - - - - - -第 23 页，共 31 页 - - - - - - - - - -精品word 名师归纳总结 - - - - - - - - - - - -图 4-16 L6562A 的 VCC端电压图

41、 4-17直流母线电压图 4-18整流输出波形17电力电子系统设计与试验报告图 4-19前级驱动波形精选名师 优秀名师 - - - - - - - - - -第 24 页，共 31 页 - - - - - - - - - -精品word 名师归纳总结 - - - - - - - - - - - -图 4-20前级电压反馈 通道 1 和 VCC端 通道 2图 4-21反激驱动波形18电力电子系统设计与试验报告图 4-22 TEA18362 芯片 VCC端输出精选名师 优秀名师 - - - - - - - - - -第 25 页，共 31 页 - - - - - - - - - -精品word 名

42、师归纳总结 - - - - - - - - - - - -图 4-23反激电路输出电压分压得到的反馈电压波形图 4-24光耦发光二极管的阴极电压19电力电子系统设计与试验报告图 4-25 10欧姆时的反激驱动波形精选名师 优秀名师 - - - - - - - - - -第 26 页，共 31 页 - - - - - - - - - -精品word 名师归纳总结 - - - - - - - - - - - -图 4-26 6.5欧姆时的反激驱动波形图 4-27 5欧姆时的反激驱动波形 有打嗝现象 从上图可知，电路的输出功率为P=98.98W，输入功率为 P=119.964W，算得电outin路整个的效率为=82.5%；5 问题或现象分析为了防止后级电路因焊接错误对前级电路产生影响，在调试过程中我们分两步调试；先调试前级，确保前级能正常工作；然后将跳线Jp6 和 R052焊接上，再调剂后级；20电力电子系统设计与试验报告对于前级调试，第一次上电时，调剂调压器输出电压有效值为110V，在测量整流桥输出电压的波形只是一条直线；针对此现象进而舍弃调试，对电路进行分析，精选名