分布式电网动态电压恢复器模拟装置

1、2011-2012德州仪器C2000及MCU创新设计大赛项目报告题 目：分布式电网动态电压恢复器模拟装置学校：西南交通大学组别：专业组应用类别：先进控制类平台：C2000 分布式电网动态电压恢复器模拟装置摘要：本装置采用DC-AC及AC-DC-AC双重结构，前级采用功率因数校正（PFC）电路完成AC-DC变换，改善输入端电网电能质量。后级采用单相全桥逆变加变压器输出的拓扑结构，输出功率50W。整个系统以TI公司的浮点数字信号控制器TMS320F28335为控制电路核心，采用规则采样法和DSP片内ePWM模块功能实现SPWM波，采用DSP片内12位A/D对各模拟信号进行采集检测，简化了系统设计和

2、成本。本装置具有良好的数字显示功能，采用CPLD自行设计驱动的4.3英寸彩色液晶TFT-LCD非常直观地完成了输出信号波形、频谱特性的在线实时显示，以及输入电压、电流、功率，输出电压、电流、功率，效率，频率，相位差，失真度参数的正确显示。本装置具有开机自检、输入电压欠压及输出过流保护，在过流、欠压故障排除后能自动恢复。关键字：PFC，逆变，SPWM，锁相，DSPDistributed grid of Dynamic Voltage Restorer simulatorAbstract：This device uses a dual structure of the DC-AC and AC-D

3、C-AC, the former level Power Factor Correction (PFC) circuit to complete the AC-DC conversion, to improve the input power quality.The last stage, used single-phase full-bridge inverter topology with transformer output, the output power of 50W.The entire system took TI's floating-point digital si

4、gnal controllerTMS320F28335 as core of controller ,generated SPWM wave with the on-chip ePWM module according to symmetric regular sampling method.Through the on-chip 12bit A/D converter, TMS320F28335 measured the analog signals, which largely simplified the system design and reduced the cost. The s

5、ystem was embedded with the digital display module. Taking CPLD to drive the 4.3” TFT LCD, the system can display the real-time output signal waveform, the spectral characteristics as well as other parameters, including the input voltage, current, power, the output voltage, current, power, the effic

6、iency, the frequency, the phase the THD. Over-current, over low voltage protection and the automatically recover were realized as well.Key Words：PFC，inverter，SPWM，Phase-lock，DSP1 引言电能是现代社会的主要能源，是人类现代文明的最重要的物质基础之一，高质量的电力供应已成为现代社会生产、生活得以顺利进行和稳定发展的基本条件。上世纪八十年代以来，一些新型电力负荷对电能质量的要求不断提高，电能质量已成为电力企业和用户共同关心的

7、问题。电能质量诸多问题中，由电压波动，包括电压瞬时低下、升高、闪变等造成的危害最为普遍。统计表明，大型电力用户，幅度超过20的暂降年发生率在1020次左右。许多高度自动化连续生产过程，每次暂降发生造成的经济损失达数十万至数百万美元之多。可见，减少或减缓电压波动的发生及其造成的危害是提高供电质量的重要内容。电压凹陷和瞬时供电中断是影响用电设备正常、安全运行最严重的动态电能质量问题。动态电压恢复器(DynamieVoltageRestorer，DVR)是一种电压源型电力电子补偿装置，串接于电源和重要负荷之间。它具有很好的动态性能，当发生电压暂降或凸起时，能在很短的时间（几个毫秒）内将故障处电压恢复

8、到正常值。是解决电压暂降等动态电压质量的方法，具有更高的灵活性，是最经济、最有效的手段，应用前景非常广阔。本动态电压恢复器实验装置采用DC-AC及AC-DC-AC双重结构，控制器采用TI公司的数字信号处理器TMS320F28335控制,该DSP具有强大的数据处理能力和高运行速度，其丰富的片内资源和外设资源，非常适合于应用于电力电子场合，为本装置设计提供了一个良好的解决方案。实验装置中AC-DC部分采用功率因数校正PFC实现，并联于线路，专注于电流型电能质量问题的治理，以消除谐波污染，节约能源，降低能耗；而动态电压恢复器（DVR）串联于线路，专注于电压型电能质量问题。两部分共用储能单元和能量接口

9、，都可以单独运行实现其自身的功能。PFC和DVR装置同时运行可以使系统的电流和电压波形都保持在一定的标准水平以内，从而实现了统一电能质量调节器所期望达到的目标。2 系统方案 122.1 总体介绍如图所示，本系统采用DC-AC及AC-DC-AC双重结构，两部分共用储能单元和能量接口，DVR的能量源从前级AC-DC或者外接储能元件取得。前级AC-DC采用功率因数校正电路实现，以消除谐波污染，节约能源，降低能耗。在系统电压正常的情况下，DVR装置处于后备状态，串联变压器不向系统注入电压，装置本身的功耗很低。在检测到系统发生电压问题时装置立即投入补偿量，系统电压恢复正常后，补偿量为零，装置再次处于后备

10、状态。控制器TMS320F28335的ePWM模块用来产生SPWM信号；eCAP模块用来接收逆变后正弦信号的频率信息以及其和参考正弦信号之间的相位差；ADC模块用来采样系统各个环节所需的信号量；GPIO模块可以和LCD和按键接口实现人机。图2-1 DVR拓扑结构图2.2 方案论证2.2.1 AC-DC方案Boost PFC电路的控制模式分为：电感电流连续模式（CCM）、电感电流断续模式（DCM）和电感电流临界连续模式（CRM）。断续电流模式（DCM）特点：导通时间保持为常数时电感电流的峰值与输入电压成正比。即输入电流波形自然跟踪输入电压波形，其波形图如图（3-4）所示，但开关管电流应力大。网侧

11、电压波形跟踪电流波形图2-2Boost PFC工作于DCM模式下波形图连续电流模式（CCM）特点：电流的纹波小，PFC的效果好，电磁干扰小，开关电流的应力小。适合大功率电路，但其控制策略比较复杂。有三种控制方法：峰值电流控制、滞环电流控制、平均电流控制。其中平均电流控制法的波形如图（2-3）所示。跟踪电流波形网侧电压波形图2-3Boost PFC工作于DCM模式下波形图上述的三种PFC控制方法，其基本特点如表（2-1）所示。表2-1常用的PFC控制方法比较控制方法检测电流开关频率工作模式噪声适用拓扑其他电流峰值开关电流恒定CCM敏感Boost需斜率补偿电流滞环电感电流变频CCM敏感Boost需

12、逻辑控制平均电流电感电流恒定任意不敏感任意需电流误差放大故本设计采用平均电流的控制方法，达到较好PFC效果，开关频率恒定，减少电磁干扰。2.2.2 DC-AC逆变方案方案一：单相半桥逆变电路由一对桥臂以及一个带有中点的直流电源构成（如图2-4所示），在实际中，通常用一个直流电源与两个足够大的电容器串联代替带有中点的直流电源，其输出电压幅值为Ud/2，在输出工频电压时，电容的容量要取得大。图2-4 单相桥式逆变拓扑方案二： 单相桥式逆变电路是两个单相半桥逆变电路的组合，其电路如图3-2所示。桥式电路的输出波形与单相半桥的输出波形相同，谐波成分也相同，但是幅值增大了一倍。图2-5 单相桥式逆变拓扑

13、方案三：采用D类功放芯片，可实现本题目要求的DCAC驱动、变换及SPWM波，输出可以很好地跟踪电网电压UN，失真小，外围电路简单，只需按要求设计低通滤波器即可。此方案简单，但由于是内部集成，缺少灵活性，故放弃此方案。经论证比较：单相半桥电路输出幅值低，直流利用率低，且需要很大的电容来保证电容电压的均衡与恒定，很难达到题目的要求，故采用方案二作为DC-AC主电路拓扑。2.2.3 SPWM方案方案一：采用分立元件搭建三角波产生电路，正弦波产生电路，通过比较器比较产生正弦脉宽调制信号，通过逆变电路，完成功率放大，实现逆变。方案二：采用专用集成SPWM芯片产生SPWM信号，通过逆变电路，实现逆变。方案

14、三：采用软件产生SPWM信号，经逆变电路，实现逆变。方案比较：方案一模块明确，分立元件成本低，但是电路设计复杂，并且不方便对逆变器的控制，调试时间长。方案二电路简单，易于控制，但是需要控制电路的设计，增加了系统的成本。方案三硬件少，功耗小，容易实现闭环控制和改善系统性能。综合考虑成本及效率问题，本系统选用方案三。可以采用软件算法全数字化实现。规则采样法产生SPWM波，是由经过采样的正弦波与三角波相交，由交点得出脉冲宽度。当然，这种经过采样的正弦波实际上是阶梯波，只在三角波的顶点位置或底点位置对正弦波进行采样，其原理如图2-6所示。由于阶梯波与三角波的交点所确定的脉冲宽度在一个采样周期Ts（Ts

15、=Tt)内的位置是对称的，所以称为对称规则采样。由图2-6得， （2-1）脉冲宽度为： （2-2）式（2-1）中，为采样点(此处为顶点采样)的时刻。式（2-2）中，采样点时刻只与载波比有关，而与幅度调制比无关，且,。图2-6 对称规则采样算法示意图TMS320F28335带有ePWM波形产生单元包含可编程死区控制，可输出非对称PWM波形、对称PWM波形或空间矢量PWM波形。具有可编程的死区控制性能，以防止桥式驱动主电路的上下桥臂短路。同时DSP还具有强大的运算能力，因此用DSP实现SPWM功能更强，编程更灵活，且有更快的运算速度。逆变框图如图2-7所示。图2-7 DC-AC逆变框图2.3 关键

16、算法2.3.1 PFC控制方法图2-8PFC基本算法思路框图在Boost PFC平均电流模式控制方案下，初始PFC控制PWM波形可由电路参数直接计算给出，实现系统启动时无电流内环PI调节，起到PFC系统的快速启动，也避免了启动时电流采样噪声干扰导致的系统不稳定。其中启动PFC控制PWM波形可由下式确定。 式2-3其中 即只需知道输入电压幅值，给定中间电压参考值，就可以计算出初始的PWM控制波形，此方法可以大幅减小PFC在启动时对电路的冲击。由于此方法在跟踪相位上略显不足，故在初始启动后，立即采样输入电流波形，加入电流闭环控制，实现相位的精确跟踪，以及进一步减小电流畸变。图2-9PFC控制实现算

17、法流程框图在加入电流闭环控制时，系统采用的是非实时控制，由于实时电流平均控制需要消耗大量CPU资源，而且在电流整流时，波形畸变率也较高。故本设计采用非实时控制，即采集前一个周期的电流波形，在采集的同时对控制PWM波形输出的影子数组进行修改，在紧接着的下个周期，将影子数组赋值给前端工作数组，将计算的PWM波形输出。虽然这种算法在系统响应上有所延时，但带来的电流波形的改善是相当可观的，可以有效消除平均电流的纹波。2.3.2 PI控制器图2-10PI控制器的原理框图PI控制器的原理框图如1-7所示。PI控制算法采用增量式PI控制算法，它的目标输入量是输入电压Ud的幅值为30V时的AD输入，实际输入量

18、是输入的电压Ud的AD输入，它们之间的相减得到偏差信号e（t），然后用PI算式（式2-4）得到控制量的偏差，最后将控制量转换为SPWM的控制数据，使整个系统成为一个闭环系统，实现对SPWM的控制。 （式2-4）其中：表示控制量，k表示时间；表示两次控制量的偏差；表示目标输入和实际输入偏差，k表示时间；P表示比例系数；I表示积分系数。比例系数P加大，可以使系统的动作灵敏，速度加快，稳态误差减小。P偏大，振荡次数加多，调节时间加长。P太大时，系统会趋于不稳定。P太小，又会使系统的动作缓慢。积分系数I使系统的稳定性下降，I小（积分作用强）会使系统不稳定，但能消除稳态误差，提高系统的控制精度。因此实际

19、中根据具体的数据不断调节比例系数P和积分系数I，使系统达到要求的指标。2.3.3 同频同相控制技术图2-11 频率相位信息图鉴相器模块可实现同频同相的控制。同频同相的控制方法如图3.3所示，鉴相器通过硬件电路将反馈信号uf和参考信号Uref的频率和相位信息通过矩形脉冲的形式反映出来，然后送往F28335的捕捉单元模块（ECAP），ECAP对上升沿和下降沿，以及上升沿到上升沿的时间进行计数，上升沿和下降沿的时间差就是Uf和Uref的相位差，上升沿到上升沿的时间就是uf的频率信息，然后通过软件不断的改变SPWM步长与累加器的数值，便可实现频率跟踪，通过对SPWM输出起始地址不断进行修正，实现相位跟

20、踪。2.3.4 滤波器参数计算在逆变器的输出中除含有需要的基波外，还含有逆变器开关频率和开关频率整数倍附近的谐波，如果不能滤除这些高频谐波，将会给电网带来高频谐波污染，也不能达到系统所要求的性能指标，因此必须将逆变器开关引起的谐波滤除。逆变电源选择LC滤波器来滤除高次谐波，LC滤波参数的选择必须适当。滤波时间常数越大，不仅滤波电路的体积和重量过大，而且滤波电路引起的相位滞后变大，采用闭环波形反馈控制时，整个系统的稳定性越差。反之，滤波参数选得过小，系统中的高频分量得不到很好的抑制，输出电压不能满足波形失真度的要求。因此，选择滤波器参数时，要综合考虑这两方面的因素。系统输出滤波器采用对称结构：L

21、1串联C再串联L2，如图1-11所示图2-12 交流滤波器电路由电路理论知，此滤波器的传递函数为： （2-5）其中，L=L1+L2，。由相关自控原理知，影响滤波效果的参数主要是转折角频率和阻尼。通常，选择SPWM逆变器的输出LC滤波器的转折频率远远低于逆变输出频率，它对逆变输出频率以及其附近频带的谐波具有明显的抑制作用。系统中，逆变输出是频率为24-36kHz的SPWM矩形脉冲(输出的基波频率为45-55Hz),谐波主要也集中在这附近，取此处截止频率为2KHz。在实际应用中，忽略电感对负载的分压作用及电容对负载的分流作用，并考虑变压器的电感，经计算及实验调整后，取 L=L1+L2=410u H

22、 ，C=20 uF/50V 。3 系统硬件设计33.1 主电路及驱动1）开关管的选择根据设计要求，前级PFC的输出电压及后级全桥电路输入直流电压均不会超过40V，输入电流小于3A。为了提高整机效率，并考虑滤波器的体积，逆变电路的开关频率不能太低，太低滤波困难，失真度大；开关频率也不能太高，太高所需要的驱动功率就越大，我们确定开关频率为30kHz。从桥式逆变的结构看，选择导通电阻Ron小、开启速度快的N沟道MOS管，能够在较高的频率下工作，且保持较低的驱动功耗。 由于选取的开关频率不是很高并且电路功率较低，其功率MOSFET管的功率损耗主要是导通电阻的损耗和开关损耗。作为功率MOSFET 来说，

23、有两项参数是最重要的，一个是RDS(ON)，即通态时的漏源电阻，另一个是栅极电荷QG。我们选择N沟道MOS管IRF3710作为开关管，该管VDSS=100V，Id=57A，Qg典型值为130nC，RDS典型值为23m，VGS=±20V。一个MOSFET管完全导通时的功耗（传导损耗）Pon可近似为： Pon = Id2 ×RDS×ton /（ton + toff）（3-1）其中Id 为漏极电流3A，RDS=23m，ton为MOSFET完全导通时间，可按开关周期占空比为50%计算。则可计算出Pon =103.5 mW。一个MOSFET管的驱动损耗主要是栅极电荷的充电和

24、放电的损耗PC，可近似为：PC = QG ×VGS×f（3-2）其中QG为栅极电荷130nC，VGS为栅源电压12V，f为开关频率30kHz。则PC =46.8mW。2）驱动电路的选择功率MOSFET开关时所需驱动电流为栅极电容的充放电电流，功率管极间电容越大，所需电流越大。在开关管开和关时状态切换的中间过渡状态时开关损耗的值是很大的，因此要确保栅极驱动的内阻要够小，驱动功率足够大，以加快上升沿和下降沿的速度，减少处于中间状态的切换时间。即降低MOSFET驱动电路内阻以减小时间常数，加快开关速度，可减小开关损耗。驱动电路采用两个半桥驱动器IR2110芯片搭建，IR2110采

25、用HVIC和闩锁抗干扰CMOS制造工艺，具有独立的低端和高端输入通道；它兼有光耦隔离（体积小）和电磁隔离（速度快）的优点，悬浮电源采用自举电路，其高端工作电压可达500V，dv/dt=±50V/ns，15V下静态功耗仅116mW；输出的电源端电压范围1020V；逻辑电源电压范围315V，可方便地与TTL，CMOS电平相匹配，而且逻辑电源地和功率地之间允许有±5V的偏移量；工作频率高，可达500kHz；开通、关断延迟小，分别为120ns和94ns；图腾柱输出峰值电流为2A。IR2110的关断控制端（SD）可以接收过流保护电路的关断信号，来实现过流保护功能。图3-1 MOSFE

26、T驱动电路3.2 DSP处理器电路TMS320F28335为基于业界首款浮点数字信号控制器（DSC），高性能静态CMOS技术，具有150MHz的高速处理能力，具备32位浮点处理单元，6个DMA通道支持ADC、McBSP和EMIF，有多达18路的PWM输出，其中有6路为TI特有的增强型 PWM输出模块(EPWM)，具备150 ps MEP分辨率，6个事件捕捉输入，12位16通道ADC。其新型浮点控制器与 TI 前一代领先数字信号控制器相比，性能平均提高 50%，并与定点C28x控制器软件兼容。得益于其浮点运算单元，可快速编写控制算法而无需在处理小数操作上耗费过多的时间和精力，简化了软件编程，缩短

27、了开发周期。并且TI公司专用的集成开发环境CCS提供了对C语言很好的支持，其C编译器可以直接从C语言源程序生成高效简捷的汇编语言代码。3.2.1 供电电源TMS320F28335需要输入四路电源，分别是模拟电源3.3V及1.8V，数字电源3.3V和1.8V。各路电源输入电流在芯片全速工作时均不超过300mA。并且为了保证正常启动，必须等核心电压1.9V上电之后，再给3.3V的I/O口电压上电。最小系统板只需要输入一路5V电源，通过电源管理芯片TPS55386来为处理器提供3.3V的I/O电压和1.9V的核电压。TPS55386是非同步整流的降压开关电源芯片，输入电压范围4.5V-28V，具有两

28、路电压输出，最大输出电流3A，开关频率600kHz，2.1ms的软启动时间。可设置过流保护，配置两路输出电压的上电顺序。当SEQ接到BP时，1.9V核心电压先上电，再完成3.3V的I/O电压上电。保证了DSP的正常运行。处理器上3.3V模拟电源由低压差电源芯片TLV1117提供，既降低了模拟电源的纹波，又相对提高了供电电源的效率，而1.8V模拟电源供电直接由数字电源滤波得到，简化设计。图3-2DSP最小系统板的电源管理电路3.2.2 主处理器主处理器TMS320F28335采用外部30MHz无源晶振作为时钟产生电路，并通过JTAG接口电路实现与仿真器的接口设计。所有GPIO和ADC输入引脚通过

29、接插件引出，从而方便电路的设计和调试。GPIO和外部电路连接实现以下功能：EPWM产生、ADC采样、ECAP、LCD控制、按键扫描、以及GPIO中断处理等等。电路图见附录设计文档。3.3 模拟信号调理电路3.3.1 PFC输入交流电压信号调理电路输入交流（电网侧）电压信号US经变压器电气隔离，再由电阻分压。采用差分放大器INA145取样中间电阻电压，降低地噪声影响。放大后送入DSP的12位AD采样。图3-3中的INA145是TI公司推出的一款高精度增益从1V/V-1000V/V可调的差分放大器，静态功耗570uA，共模抑制比（CMRR）86dB。参考端Ref可通过输入一个参考电压以抬高输出零点

30、。参考电压由基准源TLV431产生。图3-3输入电压信号调理电路3.3.2 电感电流调理电路PFC电路中需要采样升压电感上的电流信号IL，由一个20m的电阻将电流转换为电压信号。再由电流检测放大器INA282将信号放大后经过有源滤波器送入DSP的12位AD采样。输入电流调理电路见图3-4。电流检测放大器INA282有着较宽的输入共模电压(-14V-80V)以及较低的失调电压（±20uV），其共模抑制比高达140dB，固定增益50V/V,有效带宽10kHz，满足采样需求。该芯片具有两个参考端（REF1及REF2），配置灵活。图中接法采用TLV431提供一个1.24V的参考电压，将输出零

31、点抬高，以便DSP进行采样。图3-4输入电流信号调理电路3.3.3 PFC输入电压频率检测电路将电网电压反馈信号变压器进行电气隔离，再经过过零比较及整形限幅得到方波信号，送入DSP捕捉模块中，计算出正弦电压的频率和相位。DSP的ECAP捕获模块只能对上升沿和下降沿信号进行响应，且对信号的幅值有严格的要求，高电平不能超过3.3V。因此，为了捕获输出正弦电压信号的相位和频率，需将其滤波并转换为0-3.3V的方波信号，而且要求过零翻转时避免振荡，以免造成CAP的误触发。图3-5输入电压频率检测电路3.3.4 直流电压电流调理电路直流电压通过电阻分压，再经过一个跟随器已经低通滤波器后送入DSP的AD口

32、。直流电流信号通过一个20m的采样电阻将其转换为电压信号，再通过一个同相放大器将电压信号放大后送入AD口进行电流检测。图中采用的运算放大器是TI公司的零漂移高精度运算放大器OPA2333，具有轨至轨输入/输出；低失调电压：10uV；零温漂：0.05uV/；低功耗：静态电流17uA，单位增益稳定等优点，特别适合直流电压测量。图3-6直流电压信号调理电路图3-7直流电流信号调理电路3.3.5 输出交流电压电流调理电路输出交流电流的检测采用WB型电磁式电压电流组合传感器，将其变换为-5V+5V的模拟交流电压信号，即通过I-V变换后，经无源低通滤波及有效值检波变为单极性02.5V信号。送入DSP的AD

33、C中，由DSP计算得到实际电流值。有效值检波采用AD637芯片实现, AD637是一款RMS真有效值转换芯片，可测量的信号有效值达到7V，精度高、带宽宽，并有电源自动关断功能，可降低静态电流。电路图见图3-8。图3-8 输出电流有效值检测电路输出交流电压的检测电路和输出电流检测电路结构相同。输出电压通过隔离变压器输出信号经过WB型电磁式电压电流组合传感器变换，即通过V-V变换后，经过滤波、放大及偏置电路后，变为单极性03V的信号送入ADC，由DSP计算128点FFT，得到频谱特性以及失真度。其中，信号的基波分量即为输出电压有效值（经无源低通滤波及有效值检波变为单极性02.5V信号，由DSP片上

34、ADC采样得到）电路图见图3-9。图3-9输出电压信号调理电路3.3.6 输出频率与相位检测电路由反馈信号及正弦波参考信号经过滤波、过零比较及整形限幅得到方波信号，送入DSP捕捉模块中，计算出正弦电压的频率和相位。DSP的CAP捕获模块只能对上升沿和下降沿信号进行响应，且对信号的幅值有严格的要求，高电平不能超过3.3V。因此，为了捕获输出正弦电压信号的相位和频率，需将其滤波并转换为03.3V的方波信号，而且要求过零翻转时避免振荡，以免造成CAP的误触发。图3-10输出频率与相位检测电路3.4 系统电源设计由于我们要使用TMS320F28335芯片片内的AD模拟量接口来采集各路模拟信号，因此在供

35、电上要考虑数字和模拟两组电源，以实现模拟信号采样的低噪声和高精度。3.4.1 DSP电源电路设计TMS320F28335芯片需要双数字电源3.3V、1.8V供电，为了保证在上电过程中内部所有模块能够得到正确的复位状态，要求在设计供电电路时考虑上电及掉电时的顺序问题，上电时，首先应保证所有模块的3.3V电压(包括VDDIO、DD3VFL、VDDAI/VDDAZ/VDDAIO/AVDDREFBG)先供电，然后提供1.8V或1.9V电压。电源管理芯片TPS55386可以自动完成上电顺序的控制，因此选择它作为DSP的电源芯片。同时本系统需要处理多路模拟信号，因此，模拟电源的设计尤为重要。TLV1117

36、是一颗准LDO芯片，输出电压纹波较小。因此我们采用它给模拟3.3V供电，而模拟1.8V电源则直接由数字电源滤波后提供。简化了设计。3.4.2 辅助电源设计系统辅助电源输入电压取自PFC输出的直流电压，利用TI公司的开关电源芯片TPS54160调制出+12V电源，给驱动芯片供电，该芯片具有很宽的输入电压范围：3.5V-60V，输出电流1.5A，输出纹波小，效率达90%以上。并且封装兼容TPS54260（输出电流2.5A）。再将+12V电压经过线性稳压电源芯片HT7550，调制出模拟+5V，然后将+5V电源经过电荷泵TPS60400转换为-5V给运放及交流互感器供电。HT7550是一款低功耗的线性

37、稳压芯片，输出能力100mA，输入电压可达24V。而TPS60400是一款电荷泵电压反相器，输入电压1.6V-5.5V。输出电流60mA，静态电流100uA，只需外接3个1uF的瓷片电容即可工作。图3-11+12V辅助电源电路图3-12±5V辅助电源电路3.5 显示电路设计系统选择了WX4300F-M04#01 4.3英寸TFT LCD作为显示器件，它由TFT-LCD面板，驱动电路，背光单元，四线制触摸面板组成。全频尺寸4.3英寸，分辨率480*272,可以显示最高1670万色，适合于移动产品的显示应用。TFT-LCD是并行总线驱动，共5根控制线（DCLK，HSYNC，VSYNC，D

38、ISP，DE），24根数据线（R0R7，G0G7，B0B7）组成。DCLK，HSYNC，VSYNC为同步时钟线，DISP为显示使能控制线，DE为数据使能控制线，24根数据线对应RGB（R-RED，G-GREEN，B-BLUE）三种颜色，其中每种颜色各8根数据线。考虑到实际应用的需要以及DSP、SRAM的存储能力，在系统应用时，只取RGB的高五位，共15根数据线，剩下3组低三位全部置零。显示电路选用了IS61LV25616作为存储芯片，IS61LV25616是一款256K*16bit的SRAM芯片，控制采用并行总线方式，共18位地址线，16位数据线，5位控制线。系统采用CPLD对其进行驱动。电路

39、图见设计文档。4 系统软件设计44.1 软件结构图系统软件设计采取模块化设计方法，将完成特定功能的子程序组合成功能模块，由主监控程序统一调用。系统软件包含的主要功能模块有：初始化模块，中断模块，按键模块和LCD模块。软件结构图如图3-1所示。图4-1软件总体框图4.2 初始化模块初始化模块负责系统F28335、外设、以及PI控制的初始化操作。F28335的初始化包括系统初始化，GPIO初始化，PIE初始化，ECAP模块初始化，EPWM初始化及ADC初始化。系统初始化模块中禁止了看门狗模块，并且配置了系统时钟，本系统中将F28335的系统时钟配置为100MHz，高速外设时钟配置为10MHz，没有

40、使用低速外设时钟。使能ADC，EPWM，ECAP的时钟。GPIO初始化模块中，所用的I/O口根据系统的功能要求和连接将其配置为外设功能或GPIO。PIE模块初始化包括中断控制寄存器和中断向量表的初始化。外设初始化中包括EPWM，ECAP，timer0，ADC外设的初始化，以及用于人机交互的菜单初始化和用于PI控制的初始化。外设模块是系统的主要部分，用于产生SPWM信号，捕捉正弦信号的频率和相位信息，采样外部信号，并提供整个系统的节拍。全局变量的初始化包括程序中所要使用的各种标志变量及参数的初始化。4.3 中断模块中断模块包含ECAP中断和Timer中断。timer0中断周期为100us，在中断

41、中设各种时钟分频，为波形的频率、幅度、相位调整设置为周期20ms的中断，为键盘扫描程序设置为周期为100ms的中断等，并为前台程序的使用提供各种标志位。ECAP中断，用于频率跟踪，主要用于捕获跳变沿。4.4 DMA模块PWM程序中采用DDS算法实现SPWM的产生，SPWM的置数门限设置为8192，在系统时钟设置为100MHz的前提下，中断频率即SPWM开关频率为100M/8192=12.8kHz,中断内设置了大小为512000的dds累加器，所得频率稳定度为100M/8192/512000=0.238Hz,达到设计要求。为了释放系统计算资源，采用DMA模块直接控制PWM模块产生SPWM波形，其

42、中用于频率跟踪的PWM模块与DMA模块共同实现混合调制算法。图4-2DMA模块控制框图4.5 软件流程图软件的主要算法是用TMS320F28335的PWM模块实现SPWM信号输出，并用PI控制算法实现对正选信号的幅度调节，从而实现要求的系统功能。其软件流程图如图4-3。系统初始化完毕以后通过ECAP捕获的频率相位信息来修改SPWM信号；通过ADC采样的输入电压和输出电压，用PI算法调节正弦信号幅度的稳定；并且不断进行欠压和过流检测，进行报警和自恢复。图4-3 软件运行图5 系统创新1) 装置实验拟采用DC-AC及AC-DC-AC双重结构，两部分共用储能单元和能量接口，都可以单独运行实现其自身的功能。控制器拟采用数字信号处理器DSP控制。2) AC