混频器基础知识

1、4 频谱搬移电路 4.1频谱线性变换的一般概念频谱线性变换实质上是将输入信号频谱沿频率轴进行不失真的搬移,如振幅调制电解调、混频等。调制、解调、混频等，需使用非线性电路 。在频域上，属频谱搬移。根据频谱变换的不同特点，频谱变换电路分为频谱线性变换和频谱非线性变换电路两大类。频谱非线性变换的作用是输入信号频道进行特定的非线性变换，如频率调制、相位调制等。 频谱搬移要靠非线性器件来实现。对常用的有源器件提供适当的大信号，就可构成非线性特性。 非线性类型可以划分为两大类：1）输入输出关系是折线形式或开关段形式2）形式是渐变形式斜率无突变非线性电路不能用叠加原理来求解，这意味着输出信号的直流(平均值)

2、相交流(时间变量)分量是互相关联的，这与线性电路不同。 某些器件的非线性特性不能用简单解析式表达，但在理论上总可以用多项式来表示。4.2 振幅调制与解调 从频域看，已调信号的频谱(能量)集中在高频正弦波(载波)的附近，但它们所占有的频带宽度是不同的。( )f t强迫高频正弦波的振幅、频率或者相位按照低频信息 成比例地变化，产生已调信号。振幅调制(AM)频率调制(FM)相位调制(FM)模拟调制4.2.1 普通振幅调制波的基本特性及其数学表达式振幅应正比于信息 ( )f t高频载波 cosccmcvVt调幅波 ( )cos1coscmacacmccmv tVk f ttkVf ttV比例系数 ak

3、调制信号为单音余弦波 ( )cosf tVtc ( )1coscos1coscosacmccmcmack Vv tVttVVmtt调幅指数 aacmk VmV已调载波的振幅 (1cos)cmaVmt最大值 (1)cmaVm最小值 (1)cmaVm( )coscoscos11coscos()cos()22cmcacmccmcacmcacmcv tVtm VttVtm Vtm VtcccmV振幅 12cmaV m单音调幅波由三个频率分量组成 ：载频振幅上边频下边频c图47 普通调幅波的波形、频谱普通调幅波的矢量合成 载波 为静止矢量OCc长度cmV边频 CB”矢量长度为以角速度 顺时针方向旋转CB

4、矢量长度为12cmaV m12cmaV m以角速度 逆时针方向旋转两个矢量的合成矢量的方向或与OC矢量方向一致，或者反相。总的合成矢量方向不变，仅长短变化，形成调幅波。(1)cmaVmam调幅波的振幅的最小值为使调幅波的包络不失真， 总是小于等于1，否则会产生过调幅失真。1aacmk VmV峰值调幅指数 maxcmacmVVmV上谷值调幅指数 mincmacmVVmV下调幅波的功率调幅波的功率 载波作用在单位电阻上的功率 212OTcmPV时变振幅 (1cos)cmaVmt2221(1cos)(1cos)2cmaOTaPVmtPmt最大状态功率 2max(1)OTaPPm最小状态功率 2min

5、(1)OTaPPm调制信号的一个周期内的平均功率 221(1cos)(1)2avOTaOTaPPmtdtPm 作用在 电阻上的功率为 1212avOTaOTOTSBPPm PPP上下频分量的功率之和 212SBaOTPm P上下边频分量的振幅相等，功率也相等。 214aOTSBSBPPm P下上调幅波所占的频带宽度为：maxmaxmaxmax()()2222ccBFmaxF调制信号的最高频率 例41 某一调幅波，其载波功率，(I)若调幅系数 0.3，求边频功率。(2)若调幅系数 1，求边频功率及最大状态功率。解：(1) 0.3 (2) 1时， 最大状态功率： 150OTPWamamamam22

6、10.321506.75()22SBSSBaOTPPm PW211215075()22SBSSBaOTPPm PW2max(1)1504600()OTaPPmW 4.2.2 双边带调制(DSB)和单边带调制(SSB)从信息传输的角度看，占绝大部分功率的载波分量是无用的。调幅波的上下边带或上下边频反映了调制信号本身的频谱结构，载波仅起频谱搬移的作用，不反映调制信号的变化规律。如果频谱搬移后在传输前将载波抑制掉，可以在不影响传输信息的条件下大大节省发射机的发射功率。这种模式称为抑制裁被的双边带调制(DSB) 。( )( )cosDSBcmcvtVf ttDSB的频带宽度maxmax222DSBBF

7、DSB 的频带宽度与普通的AM波是一样的，只是发射功率大幅度下降。DSB的上边带和下边带都反映了调制信号的频谱结构，区别仅在于下边带频谱倒置。进一步将一个边带抑制掉，仅传输一个边带，这种调制方式称为单边带调制(SSB)。SSB占据的频带宽度 maxSSBBF但 移相 困难 ( )f t90SSB可用乘法器加单边带滤波器来实现 ，但对滤波器的矩形系数要求过高 。相移法 ：克服了高矩形系数滤波器的困难修正移相法：避免了对 的 移相，仅对单频率 ， 移相( ， 是固定频点)。 ( )f t9012124.2.3 振幅调制电路高电平调幅：集电极调幅和基极调幅 低电平调幅 场效应管具有典型的平方律特性，

8、可用平方律一般特性描述。1. 模拟乘法器振幅调制电路2平方律调幅器221112201 12 1(1)2dDSSDSSDSSDSSPPPvvviIIIIVVVaa va v0DSSaI12DSSPIaV 22DSSPIaV( )cosf tVt( )cosccmcv tVt1( )coscoscmcv tVtVt 201222011222coscoscoscos(1cos2)coscos2(1cos2)cos() cos() 2dcmccmccmccmccmcciaa VtVtaVtVta VtaaVtaVta Vta V Vtt 利用滤波器取出 ， 分量，完成调幅。cc采用平衡调幅器可以抵消许

9、多组合频率分量。 di2c2cc实际的场效应管特性不可能完全是平方律特性中的频率分量包括：还有很多难以滤除的杂散分量 21012()()dcciaa vva vv22012()()dcciaavvavv121224ddciia va v v为更好地抵消载漏平衡调幅器要做得完全对称组合频率分量进一步减小载波分量被抵消实现了抑制载波的双边带调制3斩波调幅 斩波调幅：( )f t2cc( )f t开关函数：当载波处于正半周时，它的幅度为1，负半周时幅度为0。 用载波频率的变化来通断 ，把信号 “斩”成周期为 的间断信号，再通过中心频率 为的带通滤波器取出调幅信号。1cos0( )0cos0cctS

10、tt122( )coscos23ccS ttt ( )( )122coscos23accv tf tS tf ttt 的频谱搬移到了 ， ， 等的两边，用滤波器即可取出抑制载波的调幅信号。( )f tc3c5c为提高调幅信号的幅度，还可采用双向斩波 。双向开关函数 *24( )coscos3ccS ttt 24( )coscos3accv tf ttt如图4.2.4 振幅调制波的解调模型及电路 解调是调制的逆过程。从频谱搬移的角度看，解调是频谱从高频端搬到基带的过程。普通振幅波的解调常常称为检波。检波器必须由可完成频谱搬移的非线性器件及低通滤波器组成。如果输入信号是等幅波，检波后的输出是直流分

11、量，当然也是“包络”。0v普通调幅波通过检波输出信号 ，实际上是调幅波的包络，这种检波器又称为包络检波器。抑制载波的双边带信号与参考信号相乘，设参考信号与被抑制的载波信号同频同相，设幅度为 。rv20 ( )( )cos11( )( )cos222cmmrccmmrcmmrcvtf t V K VtV K V f tf t V K Vt01( )( )( )( )2cmmrv tV K V f tKf tf t这种检波方式需要一个与载波同频同相的参考信号，因此称之为同步检波或相干检波。如参考信号与载波信号不同频同相，会产生失真，使检波性能下降，即 0 ( )( )cos() coscmmrcc

12、vtf t V K Vtt 0( )( )cos()v tKf tt 输出解调信号产生了失真。利用模拟乘法器也可实行SSB解调、普通振幅波的解调。普通振幅波中包含载波分量，可以直接利用非线性器件的作用进行解调，不需额外加入提供载波的电路.2二极管包络检波器的工作原理 （1）对普通调幅波的解调 二极管包络检波器由二极管与 并联构成的低通滤波器构成。 LR CsiniicvVt输入的正弦电压几乎全部加到二极管D上。 dRLdRR10cC正半周时，二极管D导通，导通电流为 ，该电流对电容C充电。 di输入一正弦电压二极管正向导通电阻电容C上的电压 对二极管是反向偏置的，该电压与输入电压叠加后加到二极

13、管。 cvLRLdRR高频电压到达A点后再减小，二极管截止(忽略二极管导通电压)。电容上的电压通过 放电放电缓慢放电电压与高频电压交于B点时，高频电压再升高，二极管导通又对电容C充电，充电到C点后二极管又截止，如此等等，直到二极管截止时放电的电荷等于二极管导通充电的电荷量，达到动态平衡。动态平衡后，二极管导通时间很短，即导通角很小，电容C上有一个脉动的电压，脉动的频率就是载波频率 。 dRLRdLRRC充电通过二极管正向电阻放电通过充电充得很快，放电放得很慢。iV足够大时，电容C上充的电压近似与 接近LR峰值包络检波器电压传输系数(或称检波效率)定义为： cdivKV流过二极管的电流是窄脉冲序

14、列，它的级数展开式近似表示为： 0dK (12cos4cos2)davcciItt检波器的输入电阻 1/ididRVI12avIIicVv峰值包络检波器的 (实际总是小于1)1122idcidLavVvRRIIcLavvRIdR2212icidLVvRRicVv12idLRR能量守恒忽略二极管正向导通电阻 上的功耗(2)二极管包络检波器的近似数学分析 电容C上的电压是充放电的结果，该电压又是反馈电压，与输入高频电压一起加到二极管D两端，形成导通电流对电容C充电，如此等等。LR C严格的数学分析是非常困难的 具有理想的滤波能力，电容C上的电压只存在其平均电压认，若输入是等幅波，则电容C上的电压认

15、为直流电压。 000dddddg vviv cosiicvVtcosdcivvVt cosccivVmax(cos)(1cos)ddiicdicig VVg V折线近似分析法 折线的斜率为 1/ddgR max(cos)(coscos)1coscdddicccicviig VttV0max0()ddcIi 1max1()ddcIi max()dndncIi 波形分解系数0()c 1()c ()nc 级数分解 0max0()sincos(1cos)(1cos)(sincos)ddcccdiccdicccIig Vg V 1(sincos)didcccg VI0(sincos)cdLLdicccv

16、IRR g Vcos(sincos)cLdccccivR gVcossincoscLdcccccR gtg313ccctg133()dcLRRdRLRdRLRc大信号包络检波器的导通角与输入信号的大小无关在大信号检波的前提下,只取决于 确定定值等幅波输入时大信号包络检波器的效率 cosccdivKVcdivK V输入为等幅波时cviV133coscos()cddciLvRKVR定值与 成线性关系线性检波调幅波，由于 ，包络检波的过程同样是通过电容C上充放电完成。事实上，由等幅波建立的物理概念在这里仍旧适用，因为可认为在几个高频周期内，振幅基本不变。c在几个高频周期内为恒定值(1cos)iaVm

17、t(1cos)coscoscoscosciacicaicvVmtVm Vt直流分量cosicVcoscoscosaicvm VtVt(1cos)cosiiacvVmtt解出来的是调制信号分量振幅值 cosaicVm V大信号包络检波器的检波效率coscosaicdcaiaiVm VKm Vm V调幅波输入电阻11sincossincosididddccccccVRRIg()LccdR tgR c很小 313ccctg3sin6ccc2cos12cc 忽略高阶无穷小 项 5c12idLRRsincosccidLccctgRR(3)大信号二级管包络检波器的失真 频率失真实际的二极管包络检波器的输出

18、端通过隔直电容加到低频放大器的输入端。由于检波二极管的结电容 对高频的旁路作用而造成高频失真。 CCdC引起低频失真引起失真的原因与放大器的低频失真是一样的。当输入调幅波时，为保证检波器的输出平均电压 不失真地反映输入调幅波的包络变化，输入的调幅电压必须足够大，这时可把二极管特性曲线理想化。cv非线性失真实际特性曲线是弯曲的，二极管检波输出电压与输入高频电压的振幅并非完全按线性变化。由检波二校管伏安特性曲线的非线性所引起的。电容C上的电压对二极管而言是一种负反馈， 越大，电容C上的电压越高，负反馈越深，非线性失真得到改善。 LR C单音调幅波输入时，检波输出非理想正弦波，即波形产生失真，这就是

19、非线性失真。从充放电的角度看， 的乘积越大，输出的 越接近峰值。当输入调幅波时，过分大 的使在二极管截止期间C通过 放电的速度过慢，跟不上输入调幅波包络变化的速度，输出的平均电压就会不沿着包络走，而产生惰性失真。 LR CcvLR 惰性失真LR C为了避免产生惰性失真，必须在任何一个高频周期内，C通过 的放电速度大于包络的下降速度 。LR11cimt tt tvvtt (1cos)imiaVVmt1sinimait tvm Vtt 电容C上的电压从 起开始放电的规律为：1t10Lt tR CccvV e111101(1cos)Lt tR Cciact tLLt tvVmtVetR CR C 1

20、111sin1cosimt taLcat tvtmtAR Cvmtt 1A不产生惰性失真不产生隋性失真的条件1t10At1cosatm 2max1aLamR Cm不产生惰性失真的条件是在任何 下，A都应小于等于1。求A的极大值令A的极大值条件 负峰切割头真 直流负载 交流负载为 与 并联 LRierLR上分得的电压为： cC1dK iV隔直电容 上降有直流电压C上的直流电压近似等于在 及 上分压ierLRLRiRLLLieVVRRr如输入信号调幅被的包络低于 ，则二极管始终是截止的，这就产生了负峰切割失真。RLV电压的极性方向对二极管而言是反向的。不产生负峰切割失真的条件是包络变化到最低点时仍

21、大于 RLVRLViiaRLVVmV(1)iiaLLieVVmRRrieaLiermRr 直流负载()ieLLLier RzjRr (0)LLzR()(0)LaLZjmZ 当交流负载与直流负载相等时，不会产生负峰切割失真( )，交直流负载相差越远，越容易产生负峰切割失真。 1am 实际电路中，为减小交直流负载的差别，常把 分成 和 。取 ， 上还并联电容C，进一步滤去残余的高频分量。 LR12/0.10.2LLRR交流负载1LR2LRLR大信号二级管包络检波器设计思路 二极管大信号包络检波器的设计关键在于正确选用检波二极管，合理选择 ，C的数值。LRDC工作频率低，选2AP系列即可，工作频率高

22、则选肖特基二极管( 越小，工作频率越高)。检波二极管选择的原则是导通电压越小越好，因为导通电压越小，检波效率越高。导通电压小的二级管是点接触式锗二极管(2AP系列)及肖特基二极管金属半导体二极管。 和C的选择原则 LR考虑到电压传输系数 和高频滤波能力， 应尽可能大，工程上要求其最小值满足下列条件： dK510LcR C为避免惰性失真， 的最大值应满足下列条件： CLRCLR2max1aLamR Cm2max15 10aLcamR CmLR2LidRR为避免产生负峰切割失真 确定C的乘积值后根据下列几个条件来分别确定 和C的值 1aLieamRrm12aidLieamRRrm确定 后，由 的乘

23、积值求得C，最后检验C值是否满足 LRLR C10DCC4.3 混频混频电路是超外差接收机、发射机及频率合成技术中重要的组成部分，在收发信道中它扮演了重要的角色，其作用是将载频为 的已调信号(或单频载波)不失真地变频为 的信号。sfIfIf首先有一个本地振荡器作为“泵”或“源”，把信号频率改变为中频。称为中间频率或中频。如何改变频率呢?调幅是把基带频谱搬移到载频两边，混频则是信号频谱搬移到中频，但本质上它们都是频谱的搬移，因而实现的模型是相同的，可用模拟乘法器实现，也可用平方律器件、指数特性器件、折线型器件等实现。 变换关系是：IsLfffIsLfff()sLffILsfff()Lsff上混频

24、 高本振下混频 低本振下混频 下混频混频器有两个输入口与一个输出口，其中一个输人口为RF端另一个输入口为IO端，输出口为IF端(RF为射频，IO为本振，IF为中频)。它与只有输入、输出口的放大器是不一样的。但是放大器有直流电源输入，只要把混频器的本振输入看成是“泵”或“源”混频器与放大器就有类比性(三极管、场效应管混频还要加上直流偏置)，RF看成是输入，IF看成是输出，但输入和输出的频率是不同的，定义混频器的一些指标与放大器相比有相同的也有不同的。 混频可用双极晶体管、场效应管、模拟乘法器、二极管等器件完成。在甚高频及超高频频段，主要用二极管完成混频。下述混频器指标以二极管混频为主。 1. 变

25、频增益(损耗)2. 噪声系数3. 动态范围4. 双音三阶交调与线性度5. 工作频率 隔离度7. 镜像频率抑制度8. 本振功率端口性能 4.3.1 晶体管混频器 图435(b)对 (信号)而言为共射组态，具有较高的输入阻抗；对 (本振)而言为共基组态，输入阻抗最小，要求本振输出一定的功率。但本振信号是本身产生的，可以输出一定的功率。这种组态信号口与本振口有一定的隔离，稳定性较好。 svLv由于晶体管工作在非线性状态。转移持性的非线性函数用解析式表达极为困难，但晶体管混频器工作在特定的状态，即本振电压的振幅值远大于信号电压的振幅值。由于信号电压来源于空中信号或远距离送来的微弱信号，而本地振荡器电压

26、是本身振荡器产生的，振幅很大。0( )( )BBBBLvtVv t直流偏置电压 0BBV本振电压 ( )cosLLLvtVt信号电压 ( )cossssv tVtLs可把本振电压看成是晶体管偏置电压的一部分，但这种偏置是时变偏置 在本振电压作用下，工作点随时间而移动。由于信号电压振幅值很小，在任何时刻的工作点上，对信号而言都可以看成是线性的。这种分析问题的方法称为线性时变分析法。 0()()cbeBBLsif vf Vvv在时变工作点上的泰勒级数展开式为：0020( )( )1( )2!cBBLBBLsBBLsif Vv tf Vv t vfVv t vsv很小0( )( )cBBLsif V

27、vtg t v0( )( )BBLg tf Vv t时变电导 转移持性上随本振电压变化的时变工作点切线的斜率。 0( )BBLf Vv t时变工作点对应的 ci( )g t也是周期的0( )BBLf Vv t变化规律都与cosLLVt的变化规律一致。( )g t0( )BBLf Vv t( )g t量纲是电流 0( )BBLf Vv t量纲是电导0012( )coscos2BBLccLcLf VvtIItIt012( )coscos2LLg tggtgtcossssvVt01012(cos)cos1cos()cos() 21cos(2)cos(2) 2cccLsssLsLssLsLsiIItg

28、 VtgVttg Vtt0101coscoscoscccLLssiIItggtVt取下混频 ILs11coscos2IsIIIigVtIt11(1cos)coscos2IsaIIIigVmttIt(1cos)cosssasvVmtt112IsIgV11(1cos)2IsaIgVmt变频跨导 ：cgII中频电流振幅值 与信号电压振幅制之比112IcsIggV 122( )coscos323mLLg tgtt12mgg112mcgggVVBB0010g 0cg 01BBVV不能混频1Vbevbevmgmg0ciLt4.3.3二极管混频 晶体三极管混频动态范围小(信号电平范围仅为几十毫伏)，组合频率

29、干扰大，本振泄漏严重。二极管混频则动态范围大，组合频率分量少，本振泄漏小，无变频增益。二极管混频分小信号混频及开关混频。小信号混频，工作在二极管特性曲线的弯曲部分。开关混频，本振电压的幅度较大( )，可认为在本振电压的正半周，二极管导通；在本振电压的负半周，二极管截止。开关混频具有更好的性能。0.61VV1.小信号二极管平衡混频器的工作原理 小信号状态下，工作在二极管特性的弯曲部分，二极管特性 可用级数展开：()Dif v2012DDiaa va v抵消部分非线性分量，可采用平衡混频器，上下完全对称。1201230123231233(2462sLsLsLsLsLsLssLsLsiiiaa vv

30、a vva vvaavvavvavva va v va v va v2323）cossssvVtcosLLLvVt1223332cos2cos()cos() 1116 coscos(2)cos(2) 244312 coscos344sssLLsLssLsLsLssssiaVta VVttaVVtttaVtt抵消了许多组合频率分量，仍包含较丰富的频率分量。 Ls平衡混颇器小信号工作可实现混频包含( )分量 2二极管开关混频工作原理 二极管开关混频时可忽略二极管特性曲线的弯曲部分，用折线来代替二极管。 cos()ssssvVtcos()iiiivVt开关函数 122( )coscos323LLs

31、ttt11cos()cos()2sdsssdIIIig Vtg Vt11cos()cos()2IdsssdIIIig Vtg Vt( )()dsiig s t vv112sdsdIIg Vg V112IdsdIIg Vg VLs5Ls|LIpq3Ls3LI5LI包含的频率成分少了很多组合频率分量 相比与1112g21dgg 由网络理论可知：当输出端口接上一个电导 时，从输入口看的输入电导也是 ，则 就是这个 型网络的特性导纳。 0g0g0g 10102111ggggg200122ggg g全匹配情况下的变频损耗 信号源内阻 0g负载 0g全匹配21|/|vcsAV V22120vcgAggg2

32、21114112dvcdgAg3二极管开关平衡混频与环型混频 次级输入信号电压是原来的一半(改变变压器变比)LV11( )()2dsiig s t vv21( )()2dsiig s tvv12iii11( )()( )()( )()22dsIdsIdsIig s t vvg s tvvg s t vv设较大二极管工作于开关状态开关工作状态下的平衡混频器的组合频率分量产物总是少于大信号状态下单管开关混频器的产物，更少于本振小信号状态下的平衡混频器的产物。理想情况下，开关状态下平衡混频器的性能完全与理想开关状态下单管工作的混频器相同。理想开关是不存在的，平衡混频器总是可以抵消许多组合频率分量。环

33、形混频器由两个传输线变压器及四个二极管组成为进一步抵消组合领率分量采用双平衡混频器或称为环形混频器工作在开关状态下变压器两个初级线圈分别加入信号电压与本振电压中频输出是两个变压器次级线圈的中点，一端接地，一端接到中频负载 。LRLV回路方程 23()0sLddLvvi Rii R32()0sLddLvvi Rii R正半周2322sLdviiRR232()2sLLdviiStRR环形混频器工作在开关状态足够大正半周时，D2，D3导通； 负半周时，D1，D4导通。()LSt开关函数 LV()1LSt()0LSt142()2sLLdviiStRR流过 的总电流： LR01423()()2 ()()

34、2sLLLdiiiiivStStRR正半周时负半周时负半周时，D1，D4导通双向开关函数 *02()2244cos(coscos3)2sLLdssLLLdviStRRVtttRR *()()()LLLStStSt组合频率分量进一步减少Ls3Ls5Ls中频电流 04cos()2cossLsLdIIVitRRIt 环形混频器中包含的分量对信号而言，CD点是等电位，本振口无信号输出。 四个二极管组成一个环环形混频器环形混频器本振与信号端口具有良好的隔离对本振而言，AB点是等电位，信号口无本振输出；信号源端口的电流 Ii14231432()()()()2 ()()2IsLLLdiiiiiiiiivSt

35、StRR ()()1LLStSt2coscos2sIsssLdVitItRR信号口的输入阻抗 LdRR12SILdLSVRRRRI混频器全匹配 siLRRR22SSLVPR42()2sLIsLdLdV RVV RRRR混频损耗 210lg10lg44sIPLdBP本振口与信号口的隔离只能做到35dB一40dB，特别是本振功率较大，更易串扰到其他端口，必须要善处理。2212IsLPVR考虑变压器损耗及二极管损耗，L约为6dB一7dB。本振功率是泵，PL大到一定程度，L与PL无关系。考虑各个端口的失配，混频损耗还会增大4. .3. .4 混频器中的组合频率干扰与非线性失真混频器中的组合频率干扰与非

36、线性失真 1.组合频率干扰 组合频率干扰是混频器中的特有现象2012( )if vaa va vcoscosLLssvVtVt组合频率分量 |,0,1,2,pqLsfpfqfp q 混频器由非线性器件组成是形成干扰的源泉 , p q()LsIfff中频信号 通过中频放大通道送入检波电路If增大组合频率分量的振幅迅速减小 无用的组合频率分量与 接近组合频率分量 |LsIpfqffFF为音频 在检波电路中再次“混频”，差拍出频率为F的哨叫声，这种干扰称为干扰哨声 。 LsIpfqffFLsIpfqffFLsIpfqffFLsIpfqffF1sIpffqp在不同的 处产生干扰哨声, p qsf要形成

37、干扰哨声取不同的正整数干扰信号Kf干扰信号进入中频通道后被放大LKIpfqffKLIqfpffIKLpfffqq0,1pqKIff最强的干扰 中频干扰1,1pqKLIfff镜像干扰 LfKfsfIfIff镜像干扰本振信号有用信号例：有一超外差式广播收音机，其中频465ILSfffKHz试说明下面两种干扰现象各属于何种干扰？（1）当收听到 1550SfKHz的电台播音时，还能听到11480nfKHz强电台播音的干扰；（2）当收听频率 21480SfKHz的电台播音时，还能听到2740nfKHz强电台播音的干扰和啸叫声。解：114655501015LISfffKHz（1）本振频率 镜像干扰干扰信号与本振的差频1114801015465nLIffKHzf22465 14801945LISfffKHz（2）本振频率 副波道干扰干扰信号与外来信号的组合频率22214952740465LnIffKHzf四次项或更高的偶次项会产生中频电流33244cos33()cos22iiiLLSLSiiIta