一种使用频率限制双频阻抗匹配方法的双频射频能量回收技术-总

1、摘要本篇文章中提出了一种新型的使用频率限制阻抗匹配网络的双频RF-DC转换器。所提出的RF-DC转换器，包含一个双频阻抗匹配网络，一个villard结构的整流电路，一个宽带谐波抑制的LPF和一个终端负载。提出的双频带匹配网络可以匹配两个接收频段的信号，并且能够有效抑制带外信号，从而屏蔽非线性整流二极管到天线的反向散射非线性频率成分。提出的电路分别能够在输入信号功率为22dBm时，在881MHz工作频段提供7.9V的输出电压，最大RF-DC转换效率为73.76%；在2.4GHz工作频段提供6.86V的输出电压，转换效率为69.05%。此外,在两个频段同时输入22dBm信号时，可以获得7.25V的

2、输出电压以及77.13%的转换效率。一、背景介绍自从1980年尼古拉特斯拉在灯光应用中第一次尝试使用了无线能量传输后,二十世纪的无线传输大部分都只应用于通信系统。近年来，许多应用中对于无线能量传输或者射频能量回收的需求正在不断增长。并且，整流天线，一种无线功率传输中重要的组成部分，已经被用于为无线传感器提供直流电源。为了达到较高的转换效率，多频带、天线阵列、双圆极化微带天线等技术已经得到发展。文献中，提出了一种能够抑制谐波以及除去输入LPF的扇形整流天线。文献6-8中，讨论了阵列微波天线整流器能量整合的方法，以及在高转化率和低射频功率之间做出的妥协。文献9-10中提出了在整流天线中非线性的整流

3、元件也会在直流基础上产生部分谐波电流成分，从而影响RF-DC转换效率。因而文献9中，提出了能够抑制肖特基二极管中产生的多余射频信号的开路或短路谐波终端，从而获得较高转化效率。现代通信系统中，多频带在无线通信系统中的使用正在不断增加。而且，已经有了部分对双频带整流天线的研究。在文献17中，为了增加能量回收效率，整流天线需要对两个频段进行阻抗匹配。而在文献13的应用场景中，提出了使用独立的整流器和匹配网络的双频带整流天线，在该场景下具有一定优势。但是两个独立的电路会导致电路整体体积增加，并且提高系统成本。文献14中提出了一种印刷偶极子整流天线，可以在2.45GHz与5.8GHz频带上传输无线功率。

4、该篇文章中，独立的匹配网络以及带阻滤波器被用于抑制每个频带的二极管产生的再辐射谐波，因而增加了系统的成本和体积。在大部分前叙工作中，都是通过使用LPF,带通滤波器，谐波抑制器等来抑制谐波，从而增强RF-DC的转换效率。然而上述提到的研究中，均未采用双频带阻抗匹配网络，同时匹配两个工作频段，以抑制带外信号的方法来设计射频回收系统。本文中提出了一种使用频带限制双频阻抗匹配网络的新型双频RF-DC转换器。其优点在于提出的电路可以对两个不同的接受频段进行匹配，并且能够抑制带外的非线性成分。为了抑制负载中非线性整流器产生的输出谐波，使用了一个宽带的低通滤波器。本文组织如下，第二部分详细描述分析了频率选择

5、的双频率匹配网络，低通滤波器，和RF-DC转换电路。第三部分提供了一个对提出的双频RF回收系统性能进行测量的方法。最后在第四部分提出了总结。二、双频RF-DC转换系统分析所提出的高效双频RF-DC转换电路由一个双频阻抗M/N,个Villard架构的整流电路，一个谐波抑制低通滤波器，一个输出负载网络和蓄电池组成，如图一所示。双频阻抗M/N可以将天线和整流器进行匹配。低通滤波器可以抑制二极管的非线性特性产生的谐波。HHAHFfl,卄_i_工DuJdaibdjnaLdibigneiwA.Oiw：aageHaim讥ksuppitssiojiLPFvillage图1高效双频RF-DC转换器示意图RF-D

6、C转换的效率通常定义为提供给负载的总直流功率与接收到的射频功率之比，如5-0,14-17所示。“=瓷=疇d，其中；T、.分别为负载电阻，输出电压和入射功率。2.1RF-DC转换电路由于图1中的电路专为微波频率设计，因此需要二极管具有快速的开关时间9。肖特基二极管采用了金属-半导体结而不是半导体-半导体结，从而允许其进行更加快速的操作，并且具有低至0.15V的正向压降。饱和电流也是一个重要的参数，因为它与二极管整流器的RF-DC的转换效率有关。因此对于RF-DC转换电路来说，具有高饱和电流、低结电容和低串联阻抗的二极管更加理想。并且，具有较高饱和电压的二极管可以产生较高的正向电流，对于驱动负载来

7、说也很有用图1中的一阶Villard结构工作过程可以作如下说明：在输入电压信号的负半周期，电容C4通过二极管D充电到信号电压峰值。在正半周期，电容c5通过二极管d2充电至信号电压峰值的两倍左右。因此，一般电压倍增电路输出的直流电压与18,19所给出的阶数成正比。其中V/n,N,和分别是输入信号的峰值电压，整流二极管的阶数和二极管两端的电压降。对于高效的RF-DC转换器，对这些值进行权衡是有必要的。对于没有双频M/N输入和低通滤波器的一阶Villard结构已经进行了测量。在这次测量中使用了Avago的肖特基二极管HSMS-2822,陶瓷贴片电容和贴片电阻。在电容(C4,C5)值固定和输入功率(P

8、in)为22dBm的条件下下，图2(a)展示了RF-DC转换器输出电压和转换效率与阻抗Rload之间的关系。如图2(a)所示，转换效率在负载电阻为0.330.433kQ之间时比较高，并且在0.47kQ后下降。然而，输出电压根据负载线性增加。因此，对高输出电压和高效率之间的均衡是有必要的。在本次测量中选择R圖=0.433kQ。图2(b)展示了输出电压与效率随着电容C5的变化，其中C4、Rload和Pin是固定的。LoadR囲卯加眦*R囲己jEinlim5AOJJ05L0L5Load(apaataikce,C；|nF(b)图2：在Pin=22dBm时测量RF-DC的转换效率和输出电压，(a)负载电

9、阻变化，负载电容C4=3nF，C5=2nF；(b)负载电容变化，C4=3nF，Rload=0.43kZ聲茎乍甘dyinv(1|ltM1AGHztffk24GHz1i1i1i1i1i1i1rn125454i7S(mrreCipLichnce,C4|nl-|E.3nirtin一0741黑565&54!4图3测量RF-DC的转换效率和输出电压，随着电容C4的变化，当Pin=22dBm,Rload=0.43k,C5=2nF.在这幅图中，输出电压和效率对于所有的C5值几乎都是恒定的。在这些值中，我们取C5=2nFo图3显示了当固定C5、Rgd和匕时，测量输出的电压和RF-DC转换效率随着电容C4的变化。

10、当C4处于26nF范围内时，输出电压和转换效率几乎不变。当C4=3nF时，输出电压最高并且具有较高的转换效率。从这些测量结果可以看出，在较高的转换效率下的最优化的Rload,C4，和C5分别0.43kQ,3nF,和2nF。2.2双频阻抗M/N的频率选择阻抗变换器或M/Ns是射频电路与系统中的基本设计问题。阻抗匹配的主要功能是为了减少两块电路连接之间的反射，并且允许最大的功率传输到负载16。M/N的设计者主要注重于在工作频段上两个连续电路之间的阻抗匹配，很少考虑带外抑制特性。如果M/N可以匹配工作信号带，同时抑制带外不需要的信号，那么它也可以减轻射频前端的滤波负担。为了实现提出的双频M/N，需要

11、进行两个步骤。第一步，在每一个操作频率上设计了一个T型单波段M/N，如图4(a)和4(b)所示。T型单波段M/N的每一个臂都可以用电感或电容实现。尽管可以使用一个简单的L型M/N,但是为了达到带外衰减的目的，采用了T型M/N。n型M/N也可以用来代替T型M/N,因为它们存在对偶特性。第二步，通过在单波段的电抗和电纳的顺应性，两个单波段M/N可以转化为双波段M/N。他如orC12).,供EhL吧匸=12mL,Hieiod狀cf.QYYsjeries,armofsinglehaadHeMr2)mLO.Xm2-2舊兀L-v3v.FlJm332Cm2cmLCmLCm2CrirCm2i3isa伴iraj

12、iieofyynseries,armofsiilehaiidAmLB：AmiuMXN3）龙-7龙产：斗1叫-人|3严0and和去叭al肿护satisfied4)x.w1,为了得到一个双波段M/N，第二波段M/N的电感和电容值必须比第一波段M/N的大。图6展示一个工作在w1和w2频段上的典型有限双频阻抗的传输和反射特性（S21和S11）。传输零频由设计者选择，对于比较好的双频操作，可以位于低频带（wLB）、中频带（wIB）和高频带（wHB）。为了实现选择性，T型双频M/N每一个臂都必须共振在一个角频率上，这个角频率应该位于wLB、wIB和wHB之间。叫毘計厂足血何-铭）心R/Ja;-0f）211

13、他兔-3陀）1)Bn叫理-0忒兔_C22Uii.Ua削芒espaeilai盅匕of-Q弋J30將陽叫艮厂3甩0-尽7血_込F际說聪；jL吃丄22L空右L迫ar雹induetaiKeofBi0,0:tnl些3-3?足lv0加皿tnlK,l0：Oubnf-condLticTi表2：并-串LC的约束条件选择性双频M/N的特性可以通过每个谐振器的输入阻抗或导纳确定。分析图5（a）中的串-并谐振器，可得到输入阻抗如（9）式所示。其中wi=l/（LmdCmd）0.5,wi是M/N臂的谐振频率，wk是工作频率，i可以选择LB、IB和HB中的任意一个。同样的，串-并谐振器的输入导纳可以通过（10）式计算。为枷

14、=表3：LC谐振器分析z.Z.Z.L仏3:叫簣TJConditiOHSInpLitIcnpdenjeeR.eAn.aiicecombinaitiDn.ccHHHHCtwcJ:-IlkIFf严刊Q*%“（a-兽）f-_海匸EMiiJwhjL叫=爲=仏T佬罟）2Sliunl-smeyreson-atoi1Series-pralLeiicsmator0t=a_1_1宀闽J（釜詈）y妙心（鬻V）w碍O制皿旷HU宅如悶./MdlSLIRMDCJllvEMSinMdicm*AhilcluiigPointqLiuipedduinits图10：双频带匹配阻抗的仿真与测试结果图10显示了双频M/N网络输入电源阻

15、抗的仿真测试结果。对应的数值总结在了表4中。从表中可以看出，测试结果与所提出的单频带匹配阻抗吻合情况较好。表4：Pin=22dBm.下电源阻抗总结ItemsZsi0.881GHz2.4GHzExtractedimpedance52.186十j27.68657.037+j16.205Dual-Bandlumpedmatcliiiigcircuitsimulation52,26+j27.58457.049十j16.212Dual-Band,matchingcircuitEMsimulation51,93十j28.25556.51十j13.84MeEisurement51.746+j26.81358

16、,123+j18.9342.3宽频带的低通滤波器正如在5,6,8-13,21,22中所提到的，RF-DC转换器通常需要一个输出LPF为了抑制所有由二极管产生的谐波。在双频带RF-DC转换器的情况下，所产生的谐波比单频带情况下要更加复杂。厶1Lnhizl=Cn=Q皿图11：LPF的设计和布局：（a）传统的集总原件LPF和（b）所提出的半集总原件LPF布局（C&=15pF“6=W8=0:32,人。=2,l=J=5,w?=W9=5:5,d=2,113=12:2,physicalunit:mm）.0123-I567S910Frtx|iicne|Qtx|图12:半集总原件LPF和传统的LPF的S参数分析

17、因此，一个宽频带的LPF对高效率的双频RF-DC转换器来说是必须的。即使是常见的集总参数LPF，图11(a)所示的，也能够以小尺寸的形式实现，精确的参数值无法轻易地通过商业产品获得。因此，为了替代集总参数原件，高阻抗和低阻抗的传输线能够被用作串联电感和并联电容。因此，所提出的宽频带半集总参数原件LPF被描述为图11(b)，同时带上了实际物理尺寸。并联电阻C6与C12是相同的，能够帮助调整所期望的截止频率。图12所示的EM仿真结果显示出了半集总原件LPF和传统的LPF之间的比较。为了去匹配负载电阻(Rload)，这种LPF的终端阻抗为0.43kOhm。从EM仿真结果可看出，截止频率位于50MHz

18、，同时有优于15dB的衰减(from280MHzto9GHz)。传统LPF的参数值为Cl1=Cl3=0:3pF,Ll1=Ll2=17nH,andCl2=15pF。传统的和所提出的半集总原件LPF之间EM仿真性能的区别是由于传输线的频率依靠特性23所导致的。由于双频带RF-DC转换器回路的谐波振幅在超7.5GHz后很小,所以半集中原件LPF的EM仿真性能能够用于抑制这些谐波。3、测量结果为了实验验证，设计制造了双频RF-DC转换器。图13显示了输出电压和RF-DC转换器效率随输入P沆的测量结果。首先测量单个输入信号下的输出电压和转换效率。在此条件下，随着弟增加，输出电压几乎是线性的增长。当输入弟

19、从1mw增加至40mw，转换效率增加，当输入超过40mw时，转换效率开始饱和。当输入功率是158.49mw(22dBm)时，在881MHz下获得最大输出电压7.09V，转换效率73.76%；而在2.4GHZ下分别为6.86V和69.05%。当同时输入总功率为158.49mw(22dBm)的两个信号时，得到最大输出电压7.25V，转换效率77.13%。双频信号下的输出电压和转换效率的检测结果略高于同功率级的单频输入信号的输出电压和转换功率。双频信号通过双频M/N到达二极管，二极管因此可以获得比单频更高的峰值电压。图14显示了没有输出低通滤波器的RF-DC转换器的测量结果。当给RF-DC转换器输入一个158.49mw的单输入信号时，在881MHZ得到最大的输出电压6.49V和61.8%的转换效率，在2.4GHZ时是6.25V和57.14%。此外，同时输入总功率为158.49mw22的两个信号时，得到6.76V输出电压和67.05%的转换效率。这些最大输出电压和转换效率低于带有低通滤波器的RF-DC转换器。就像文献9中描述的，这些结果显示了谐波抑制的必要性。因此证明了输出电压和效率可以通过用宽带低通滤波器抑制谐波来