04射频功率放大器

1、19 九月 202241 引言42 A类射频功率放大器43 B类和C类射频功率放大器44 高效射频功率放大器45 阻抗匹配网络与网络设计46 射频宽带功率合成19 九月 202241 引言射频功率放大器RFPA是发射系统中的主要功能电路局部。在调制器产生射频已调信号后，射频已调信号就由RFPA将它放大到足够功率，经匹配网络，再由天线发射出去。图411 发射系统框图19 九月 202241 引言功率放大器输出功率大，从直流电能转换成交流输出功率的转换效率是功率放大器所要研究的主要问题。为提高效率，将放大器的工作状态从A类(甲类)设计成B类(乙类)，又进一步从B类设计为C类(丙类)、D类(丁类)、

2、E类(戌类) 、F类。通常在RFPA中，可以用LC谐振回路选出基频或某次谐波，实现不失真放大。D类和E类以及F类功放那么是开关型功率放大器，这类功放目前常称的高效功率放大器。近年来由于射频与微波功率放大器的迅速开展，使这类开关型功放电路技术逐趋于成熟，并应用到各种类发射系统中。本章首先介绍AF类的RFPA的原理、特点以及电路设计。然后介绍功率放大器的阻抗匹配原理和匹配网络设计，窄带和宽带RFPA设计。最后介绍宽带功率合成技术。19 九月 202242 A类射频功率放大器图421 A类射频功放电路和交流负载A类射频功率放大器工作在射频段忽略LC的线阻, 功率管集射极电压:UCE=VCC-ICRE

3、RE很小,功率管的静态集射极电压:UCE=UCEQVCC交流工作时,输出电压:uo=-iCRL功率管的集射极间交直流总电压：uCE=VCC-ICRE-iCRLVCC-iCRL当iC的幅值达正的最大值时,功率管的uCE达最小值uCEmin;当iC的幅值达负的最大值时,uCE达最大值uCEmax。理想状态下:uCEmin0，uCEmax2VCC。19 九月 202242 A类射频功率放大器 421 正弦信号输入时的A类RFPA对于正弦信号输入时:iC=ICQ+iL其中交流分量:iL=ILmsint，而ILm ICQA类功放的输出功率Po为:电源供给功率PD为:效率为: 当ILm=ICQ时，效率最高

4、，即max50。 理想状态下，ULm=ILmRLICQRL VCC19 九月 202242 A类射频功率放大器 421 正弦信号输入时的A类RFPA实践中功率管有饱和压降UCE(sat)，它将会引起失真和降低效率。这时集电极电流中的交流峰值最大值为最高效率为:19 九月 202242 A类射频功率放大器 422 方波信号输入时的A类RFPA图422 iC的方波波形ICQ为工作点Q处的直流电流值，方波电流幅值ILm ICQ。输出功率:效率： 如果ILm=ICQ，那么100% 根据功率管的这一特性,可设计出开关工作状态的功放电路,D类、E类和F类功放等。19 九月 202242 A类射频功率放大器

5、 422 方波信号输入时的A类RFPA如果LC回路调谐在基波选出基波频率分量，输出功率：I1m为 iL中的基波电流振幅： 基波最大输出功率:最高效率:LC回路谐振阻抗 如果把LC回路调谐在n次谐波上，就可实现n次倍频。但效率随n很快下降，即n=8/n22，但能实现不失真倍频。 19 九月 202243 B类和C类射频功率放大器A类RFPA的效率: ILmRL=Ucm，令=Ucm/VCC，为集电极电压利用因子。 与有关，还取决于ILm/ICQ。增大ILm/ICQ比值会使集电极电流波形发生变化，当ICQ减小，至使ILm在整个周期内一局部为“0，电流波形就变成了余弦脉冲波形。使RFPA的工作状态从A

6、类进入AB类，继而进入B类、C类。 19 九月 202243 B类和C类射频功率放大器 431 B类射频功放电路(a)B类功放偏置 (b)B类功放iC波形图431 B类功放偏置和iC波形iC信号严重失真为实现正弦信号的不失真放大，在这种B类功放中也常常采用LC并联谐振回来选出基波正弦分量。19 九月 202243 B类和C类射频功率放大器 431 B类射频功放电路图432 集成互补MOSFET B类推挽功放目前在射频功率放大器集成电路中，采用两只互补功率MOSFET的B类推挽功率放大器。图432所示为集成功率放大器内电路的输出级，图中Tl为N沟道耗尽型MOSFET，T2为P沟道耗尽型MOSFE

7、T，恒流源IQ和Rb是Tl和T2的偏置电路。在输入信号电压超过功率管的门限电压前，MOSFET不导通。19 九月 202243 B类和C类射频功率放大器 432 C类射频功放原理如果将功率放大器偏置在功率管的导通时间小于半个周期，即导通通角 ,则这种工作状态称为C类。图433C类功放集电极电流波形19 九月 202243 B类和C类射频功率放大器 432 C类射频功放原理图433C类功放集电极电流波形iC中的直流分量IC0可以由如下积分关系计算:19 九月 202243 B类和C类射频功率放大器 432 C类射频功放原理图433C类功放集电极电流波形功率管的导通通角 2 =2-1，或代入上式可

8、得直流分量IC0为：19 九月 202243 B类和C类射频功率放大器 432 C类射频功放原理iC中的基波分量幅值I1m可以用如下积分关系计算:C类功放电路的输出功率Po为:C类功放电路的电源供给功率PD为:19 九月 202243 B类和C类射频功率放大器 432 C类射频功放原理C类功放的效率为:假设忽略功率管的饱和压降UCE(sat),那么当iC达最大值,UCm=I1mRLVCC,且输出功率Po为最大。这时,C类功放在最大输出功率时,效率是通角的函数。 19 九月 202243 B类和C类射频功率放大器 432 C类射频功放原理图434 与关系曲线当通角减小到接近零时，C类功放的效率增

9、加到100，这是理想状态下的情况。一般减小时，是增加的，这是C类功放效率高的原因。相反,增加时,是降低的。当90时，功放电路工作在B类，这时的理想效率为78.5。由式(436)和式(437)可得B类功放的Po和PD分别为在大功率高效射频功放电路中经常采用效率高的C类功放。19 九月 202243 B类和C类射频功率放大器 433 C类RFPA的查表设计方法C类功率放大器的主要设计计算参数为：输出功率Po、电源供给功率PD、功率管的管耗PT 、功率管的最大集射(漏源)极间电压uCEmax和功率管最大输出电流iCmax等。图435BJT C类功放电路图中基极反偏置电压VBB将功率管偏置在C类,它和

10、输入鼓励信号幅度Ubm决定了功放管的导通通角只有改变VBB才能改变工作状态。 19 九月 202243 B类和C类射频功率放大器 433 C类RFPA的查表设计方法图435BJT C类功放电路假设功率管截止,那么功率管集射极的最大电压uCEmax2VCC。假设功率管导通,那么集电极最大电流iCmax为：假设用基波振幅Ilm表示iCmax： 用归一化峰值电流IM表示： 19 九月 202243 B类和C类射频功率放大器 433 C类RFPA的查表设计方法归一化峰值电流IM:图436 IM与的关系曲线 IM是的函数关系 在输出功率固定的情况下，功率管集电极电流峰值随通角的减小而增大。 19 九月

11、202243 B类和C类射频功率放大器 433 C类RFPA的查表设计方法 功率管的管耗PT可以用电源供给功率PD和输出功率Po之差来表示:归一化管耗PT/Po是的函数关系: 图437 PT/Po与的关系曲线 在固定输出功率Po的情况下,管耗PT随通角的增大而增加。在给定管耗PT时,那么对应某一输出功率Po就有一个确定的通角。 19 九月 202243 B类和C类射频功率放大器 434 C类RFPA的倍频功能由于C类功放的电流脉冲iC中含有很丰富的谐波分量，只要把负载并联LC回路调谐在某次谐波上，C类功放就是倍频功放电路。C类功放的集电极电流脉冲iC可表示为: 如果将时间原点移到电流脉冲的中心

12、，那么导通期间电流脉冲iC可表示为: 用傅里叶级数展开，可得各次谐波分量的振幅为:19 九月 202243 B类和C类射频功率放大器 434 C类RFPA的倍频功能n为谐波次数,且n2.各次谐波的振幅Inm与通角有关. 图 439 Inm /ICm与关系曲线图中仅画出了n =2，3，4等三条曲线。由图中可知，各次倍频谐波最大幅值，有一个最正确通角。 n =2,最正确通角=60;n =3,最正确通角=40;倍频次数越高,相应的谐波最大幅值也越小,而且效率也越低.19 九月 2022 44 高效射频功率放大器 A、B、C类功放是通过不断减小功率管的导通时间(减小通角)来提高效率的。的减小是有限度的

13、。因为减 小时，效率虽提高了，但基波振幅I1m却减小了，从而使输出功率下降。功率消耗在管子上的原因是集极电流iC流过功率管时，功率管集射极间电压uCE不为零。 功率管的管耗PT可以用uCE和iC的乘积在一周期内的积分来表示，即 要求功率管在导通时，进入饱和而管压降为零；截止时，流过功率管的电流为零。这种工作状态就是高效射频功放电路的设计思想。高效射频功放区别于A、B、C类功放的主要特点是功率管处于开关工作状态，称之开关型功放。而A、B、C类功放，功率管是处于放大工作状态的，称之线性功放。高效射频功放有D类、E类和F类，以下就分别介绍这三类功放。19 九月 202244 高效射频功率放大器441

14、 D类RFPA图441 D类功放电路 D类RFPA通常采用两只功率管组成推挽工作结构。 图中输入鼓励信号经变压器倒换相位后，使功率管T1、T2交替导通，并处于开关工作状态。 19 九月 202244 高效射频功率放大器441 D类RFPA图442 D类功放的等效电路的ua波形由图442 (a)中得回路选择基频时,负载RL上的输出电压uo(t)为19 九月 202244 高效射频功率放大器441 D类RFPA图442 D类功放的等效电路的ua波形流过每管的直流电流ID为19 九月 202244 高效射频功率放大器441 D类RFPA图441 D类功放电路 输出功率Po为: 电源供给功率PD为 1

15、9 九月 202244 高效射频功率放大器441 D类RFPA图441 D类功放电路 D类功放的效率为：功率管的管耗PT为：19 九月 202244 高效射频功率放大器442 E类RFPA图443 E类射频功放电路 D类功放存在很难保持D类状态;实际的效率RL/(RL+Ron),效率的降低就失去了D类功放的意义等缺点。 为改善上述D类功放的缺点,设计出了采用单管开关工作的E类功率放大器。 E类和D类的区别除功率管只用一只管子以外,还在于输出调谐回路的设计能获得所选定的集电极电压和电流波形特性。 19 九月 202244 高效射频功率放大器442 E类RFPA图444 E类RFPA的开关等效电路

16、 图中射频功率管等效为一个理想开关K和饱和导通电阻Ron，C1=C1+C0；ik为流过开关(射频功率管)的电流，uk为开关上的电压降；uo为负载上的输出电压。19 九月 202244 高效射频功率放大器442 E类RFPA 设射频功率管的饱和导通电阻Ron很小，可不考虑。E类RFPA在正弦信号一周期内(2相位)的ik和uk波形可作分析.图445 ik 、uk和uo的时域波形 由图中可知:在0期间ik0,而uk=0;在2期间ik=0,uk0。射频功率管上的管耗PT0,这就是E类RFPA效率很高的根本原因。同时,也可以看出,功率管接近理想开关,ik和uk波形呈圆滑曲线,很接近半个正弦波,这与D类的

17、方波相比较,其谐波成分要小得多。19 九月 202244 高效射频功率放大器442 E类RFPA 下面给出E类RFPA的设计关系式,这里给出的设计关系式是假设驱动信号是占空比为50%的方波,并考虑功率管的饱和压降Uces和驱动信号上升时间所带来的非理想因素。那么19 九月 202244 高效射频功率放大器442 E类RFPA电路中电抗元件和负载电阻RL的设计关系: 其中Q是L2C2串联谐振回路的品质因素。Q值高,那么带宽窄,而且工艺设计困难;Q值低,带宽宽,而且会降低功放效率,常取Q=710。19 九月 202244 高效射频功率放大器443 宽带E类RFPA电路设计 假设降低Q值,使之足够小

18、,那么可以实现高效宽带工作的E类RFPA。实践中采用调谐于基波的LC串联谐波回路和并联电感组成的简单网络,可提供大约50%的频率范围带宽,以满足数字通信中已调信号带宽的要求。这个并联电感与C1组成并联谐振回路,参与放大器的带宽展宽,通常将这种方法称之电抗补偿技术。图446 单电抗补偿宽带E类RFPA 带宽E类RFPA是采用谐振于基波的串联L2C2回路和并联L1C1回路的单电抗补偿技术。 19 九月 202244 高效射频功率放大器443 宽带E类RFPA电路设计图447 电抗补偿原理在基波频率o附近,串联回路L2C2的电抗随频率的增加而增加,电抗特性曲线具有正斜率.并联回路L1C1的电抗随频率

19、的增加而减小,电抗特性曲线具有负斜率。合成的电抗在相当宽的斜率范围内是平坦的。 19 九月 202244 高效射频功率放大器443 宽带E类RFPA电路设计 单电抗补偿带宽E类的最正确补偿所需的并联电感L1和电容C1,可用以下的关系式计算:L2、C2和负载RL可以用如下近似关系式计算: 19 九月 202244 高效射频功率放大器443 宽带E类RFPA电路设计 假设设计要求频带更宽的高效E类RFPA,那么可以采用双谐振电抗补偿电路,如图448中所示。图448 双电抗补偿宽带E类RFPA L2、C2和L3、C3可由如下关系式计算: 19 九月 202244 高效射频功率放大器444 F类RFP

20、A A类RFPA在方波信号输入时，功率管集电极电压呈方波,负载网络在二次、三次等谐波时有很高的阻抗(LC谐振回路选择基波),降低了功率管的管耗，所以A类RFPA基波效率可达81%。利用负载网络对谐波的高阻抗,使功率管压降呈方波(或近似方波),降低管耗,提高效率的这样射频功放,称之F类RFPA。 F类RFPA的理想效率应该是100%，负载网络的阻抗条件必须是：基波阻抗偶次谐波阻抗Zn=0奇次谐波阻抗Zn= 19 九月 202244 高效射频功率放大器444 F类RFPA 图4410 理想F类电流和电压波形奇次谐波的总和给出了方波电压基波和偶次谐波的总和给出了近似为半个正弦电流波形谐波的次数越多,

21、那么电压和电流波形越接近这理想F类波形。同时,F类功放的效率也就越高。 19 九月 202244 高效射频功率放大器444 F类RFPA 具有二次谐波短路和三次谐波高阻的理想F类功放的最大效率可达75%.对集中参数功放可外接并联或串联谐振回路来进行补偿。实现这种F类功放的近似理想化阻抗条件是Z1=Z3=, Z2=0。图4411 谐振回路补偿电路图 19 九月 202244 高效射频功率放大器444 F类RFPA 式中的o=2fo，fo为基波频率；Co为功率管的输出电容。 图4411 谐振回路补偿电路图 19 九月 202244 高效射频功率放大器444 F类RFPA 4412 微带传输线补偿电

22、路F类成效采用微带传输线阻抗补偿很容易实现,补偿电路如下图,图中Z1、Z2和Z3为三条微带传输线。 19 九月 202244 高效射频功率放大器444 F类RFPA 左图给出了集中参数LC串并联补偿的F类RFPA,图中DMOSFET的输出电阻和输出电容分别为Ro=200、Co=2.2pF,基频fo=500MHz，计算得L1=7.7nH、L2=12.8nH,C2=5.3pF,L1和L2的品质因素Q=20。为增加功放的效率,输出匹配电路必须对奇次谐波呈高阻抗,效率可达80%。图4413 集中参数补偿DMOSFET F类RFPA19 九月 202245 阻抗匹配网络与网络设计 阻抗匹配是为了实现从功

23、率源传递给负载提供最大RF功率。实践中的RF功率管，其输入阻抗和输出阻抗都比较小，而且功率越大，那么阻抗更小。因此，功放的级与级之间必须进行阻抗变换，实现阻抗匹配，到达最大功率传输。 阻抗匹配网络通常采用LC电抗元件组成的滤波网络，因此也能起选频滤波作用。阻抗匹配常为复阻抗匹配，设计匹配网络比较复杂，尤其是宽带匹配网络的设计。本节首先介绍匹配原理，然后介绍集中参数匹配网络的解析设计方法，最后介绍窄带和宽带匹配网络的设计方法。19 九月 202245 阻抗匹配网络与网络设计451 RF功率管的输入、输出阻抗 1、输入阻抗Zi 图451 RF功率管(BJT)高频模型 共射组态下的RFPA，其输入阻

24、抗Zi通常为be间看进去的阻抗。在RF的低频段，可以不考虑Lb、Le和Cbe的影响，此时的输入阻抗Zi为rbb和Cbe的串联阻抗，该阻抗为容性，且阻抗很小。在RF的高频段，必须考虑Lb、Le和Cbe的影响，输入阻抗Zi有可能为感性，而且在某一很窄的频率范围内，输入阻抗Zi还会呈纯阻状态。19 九月 202245 阻抗匹配网络与网络设计451 RF功率管的输入、输出阻抗 2、输出阻抗Zo图452 功率传输等效电路RF功率管的Zi和Zo与负载和信号源阻抗都是不匹配的，其级与级之间以及与负载或信号源之间都应插入阻抗匹配网络，才能实现最有效的能量传输。 输出阻抗Zo包含Co、Le和Lc。Lc很小，可以

25、不计及其影响。而Co为RF功率管的输出电容，Co与集电结势垒电容Cbc有关。Cbe又与加在集电结上的反偏电压值有关。因而Co是在结电压变化范围内Cbc的平均值，通常为Co2Cbc。 RF功率的输出阻抗Zo也是一个很小的复阻抗。19 九月 202245 阻抗匹配网络与网络设计452 阻抗匹配原理 Zs=Rs+jXs是信号源阻抗,ZL=RL+jXL是负载阻抗。负载上得到的功率为:当RL=Rs、Xs+XL=0时,负载功率PL达最大。因此阻抗匹配条件为RL=Rs、XL+Xs =0 这说明ZL和Zs应互为共轭复数，即ZL=Zs*。因此，阻抗匹配实际上是共轭阻抗匹配。19 九月 202245 阻抗匹配网络

26、与网络设计452 阻抗匹配原理图453 阻抗匹配原理 设计阻抗匹配网络时，该插入网络应能实现功放与负载间共轭匹配，即ZL=Zo*，同时还必须满足如下要求：1将负载阻抗变换为功放管所要求的匹配阻抗，实现功率的高效传输；2能滤除不需要的谐波，提高功放效率，如E类、F类中，匹配网络可参与阻抗补偿；3匹配网络损耗要小，以免不必要所功率损失。19 九月 202245 阻抗匹配网络与网络设计453 匹配网络与网络设计 集中参数元件的匹配网络有L型、型和T型等，这三种网络也是RFPA设计中常用的匹配网络。图454 RFPA中常用的匹配网络19 九月 202245 阻抗匹配网络与网络设计453 匹配网络与网络

27、设计 1、L型匹配网络 两个电抗X1、X2构成L形。X1和X2必须互为异性电抗,通常X2 为电感、X1为电容。L型匹配网络一般为低通滤波网络。图455 L型匹配电路 图456 串并联阻抗变换 考虑功率管的Zo和负载RL后,可画如图456所示的匹配电路。图中X2和RL构成串联阻抗,如图456(a)。为分析阻抗匹配,可以将串联阻抗变换成如图456(b)所示的并联阻抗。 19 九月 202245 阻抗匹配网络与网络设计453 匹配网络与网络设计 1、L型匹配网络图455 L型匹配电路 图456 串并联阻抗变换 变换前后两者的阻抗(导纳)应完全相等: 19 九月 202245 阻抗匹配网络与网络设计4

28、53 匹配网络与网络设计 1、L型匹配网络图457 变换后的等效L型网络 变换后的等效L型匹配网络如下图。在给定频率上,根据匹配条件：Rp=Rs ,X1+Xp=0,所以可得L型匹配网络的设计关系式为图455 L型匹配电路 19 九月 202245 阻抗匹配网络与网络设计453 匹配网络与网络设计 1、L型匹配网络图458 两种L型匹配网络及参数计算 两种L型网络可用如下关系式直接计算: (先选定Q值) C=C1L=L2 L=L1C=C2 19 九月 202245 阻抗匹配网络与网络设计453 匹配网络与网络设计 1、L型匹配网络图459 加载L型得到的并联回路 回路的谐频率:fo为RFPA的工

29、作频率，并联回路的Q值: 19 九月 202245 阻抗匹配网络与网络设计453 匹配网络与网络设计 1、L型匹配网络图4510并联回路的阻抗频响通常: 对应, Q3 L型加载并联回路的频带宽度B:L型加载并联回路的带外抑制因子(又称之滤波度)n为:n为谐波次数 19 九月 202245 阻抗匹配网络与网络设计453 匹配网络与网络设计 1、L型匹配网络 匹配网络的变换效率k由输入功率Pi(即为功放的输出功率Po)和负载功率PL决定。若不考虑电容C1的损耗，并设电感L2的固有品质因素 r2为L2的线阻。则变换效率为 在相同Rs情况下，RL减小那么流过L2的电流将加大，因而损耗也就增加。19 九

30、月 202245 阻抗匹配网络与网络设计453 匹配网络与网络设计 2、型匹配网络 由三个电抗元件连接成“形结构的匹配网络称之型匹配网络。其中两个并联支路是同性电抗，另一个串联支路是异性电抗，如图4511(a)所示。由于匹配网络一般为低通滤波网络，所以串联支路通常为电感L，即电抗为XL，并联支路为电容C，即电抗Xc1、Xc2。图4511型匹配网络19 九月 202245 阻抗匹配网络与网络设计453 匹配网络与网络设计 2、型匹配网络 对型匹配网络的设计，可以用L型匹配网络的设计关系导出。在某给定频率fo，型匹配网络的设计关系式分别为: 在工作频率较高时，必须将射频功率管的输出电容Co考虑在匹

31、配网络内。这时XC1内应包含Co的容抗，计算C1值时也应减去Co值。19 九月 202245 阻抗匹配网络与网络设计453 匹配网络与网络设计 3T型匹配网络图4512T型匹配网络图4513 T型网络的分解T型匹配网络指三个电抗接成“T字型结构，其中两个串联支路为同性电抗。19 九月 2022图4512T型匹配网络45 阻抗匹配网络与网络设计453 匹配网络与网络设计 3T型匹配网络(先选定Q值) (先选定Q值) 19 九月 202245 阻抗匹配网络与网络设计454 35W线性功放网络设计图4514 35W线性功率放大器电路 35W线性功率放大器采用Motorola公司的MRF240射频功率

32、管，这种功率管抗负载失配能力较强，增益在非内部匹配器件中是较高的。它在175MHz的额定输出功率为40W，功率增益为8dB，145MHz的典型功率增益是1011dB，输入、输出阻抗分别是0.6+j0.8和2.0+j0.1。 19 九月 2022图4514 35W线性功率放大器电路45 阻抗匹配网络与网络设计454 35W线性功放网络设计 在设计阻抗匹配网络之前，先确定C3、C4的容量。可以用串、并联等效换算方法,将功率管输入阻抗0.6+j0.8换算成并联等效值;RP=1.67、XP=1.25。在f =145MHz 上XP=1.25，即为878.1pF电容。19 九月 202245 阻抗匹配网络

33、与网络设计454 35W线性功放网络设计 设杂散电感为1.5nH，那么可以用以下关系式计算出等效的低频电容值：19 九月 202245 阻抗匹配网络与网络设计454 35W线性功放网络设计 将输出阻抗2.0+j0.1转换成等效的并联值RP=2.01、XP=26.8。在145MHz频率时,XP=26.8即为41pF。得：C4=39pF。 19 九月 202245 阻抗匹配网络与网络设计454 35W线性功放网络设计19 九月 202245 阻抗匹配网络与网络设计454 35W线性功放网络设计在工作频率f =145MHz处,T型匹配网络参数分别为L1=73nH、L2=16nH、 C2=82pF。输

34、入T型匹配网络在印刷板上,所需刻制的微带电感为L1=24nH、L2=16nH。L4、L5，和C5分别为20nH、83nH和 70pF。所需刻制的微带电感为L5=34nH、L4=20nH。电容C2、C5应选用与C3、C4相同的非密封云母电容，尺寸应较小，使其杂散电感量仅为lnH以下。C2、C5的标称值分别为75pF、68pF。19 九月 202246 射频宽带功率合成 当一个射频功率放大器不能满足所需功率输出时，可以将多个相同的功率放大器合成，以获得所要求的输出功率，这种分法就称之为功率合成技术。功率合成技术应用极为广泛，特别是在短波和VHF波段的航空、航海通信导航电台中，经常采用功率合成技术来实现几百瓦甚至上千瓦的大功率输出。功率合成方法是依靠传输线变压器来实现的，因此是宽带合成。本节首先介绍宽带传输线变压器，然后介绍宽带功率合成原理和功率合成电路。19 九月 202246 射频宽带功率合成461 传输线变压器 传输线变压器是一种绕在铁氧体磁环上的射频传输线。其中射频传输线经常采用多芯纱包双绞线或双芯带状线，磁环一般采用镍锌高导磁率铁氧体磁环。传输线变压器结构简单、体积小、重量轻、本钱低，而且工作频带很宽，可以从几百kHz几