采用标准PWM控制技术的直流伺服电动机升压降压型交直流转换器的建模与仿真设计

1、指导教师评估结果。(指导教师评估结果。(五级系统):讲师签名:采用标准PWM控制技术的DC伺服电机升降压交流DC变换器的建模与仿真摘要PWM控制整流器可以有效且经济地应用于DC电机驱动，并作为中小型整流变极系统的前端变换器电源。同时，其优点在于整流方案结构简单，运行可靠。由于输出的DC电压会高于输入的峰值电压，所以本发明特别适合作为变速驱动系统中的电源前端，将输入电压转换成可变的DC电压。这里，使用单相或三相电源。本文介绍了一种标准的PWM控制单相DC buck-boost变换DC电机驱动装置的动态模型和稳态等效电路，并对其电压电流波形、输入输出特性进行了讨论和测试。阐明了测量、计算和仿真结果

2、之间的密切关系，证明了该模型的有效性和准确性。关键词:提压；交流/DC转换器；标准PWM技术；直流电动机1导言一般来说，交流电(来自母线或发电机)通过使用二极管组成整流桥，并连接一个大容量DC电容用于整流输出，转换成直流电(DC)。使用普通二极管整流桥有很多缺点，如输入电流谐波分量高，最大输入因数约为0.5，DC输出电压不可调。为此，许多专家进行了许多尝试，以最小化谐波电流分量并提高输入功率因数。使用半导体晶闸管交流/DC变换器的优点是结构简单，但其输入功率因数低，输出不在特性曲线之内。二极管整流桥和直流断路器组成的整流器比晶闸管整流器具有更高的输入功率因数，但仍输出较低的外特性曲线。为了改善

3、这些缺点，各种电路结构都采用高频开关元件组成的脉宽调制技术。二极管整流桥和升压直流断路器的组合需要很多元件。报道了脉宽控制的交流/DC变换器，只考虑了R-L负载。本文介绍了对标准PWM单相DC buck DC电动变流器稳态模型的尝试。研究了用于构建DC伺服电机驱动器的CUK AC-DC boost变换器的稳态和瞬态特性。本文提出了一种只有一个开关元件的单相PWM交流DC buck-boost变换器驱动器。这种基于标准PWM控制的交流/DC变换器非常简单，易于实现。对该变换器的性能进行了分析和阐述，介绍了PWM控制策略、DC电压控制方法和仿真方案。详细讨论了变换器的输入输出特性、电压电流波形和功

4、率特性。此外，该转换器具有调节输出DC电压宽度的特性，输出DC电压高于输入交流峰值电压，并且只有一个开关元件。该转换器还大大减少了功率开关元件的数量。这在安装尺寸小和能量损失少方面具有更明显的优势。这表明开关元件的数量对AC/DC变换器的特性影响很小，从而表明单开关变换器非常适合于经济型DC调压器。无论如何，多个开关的使用增加了开关损耗和系统成本，不可调和的安装是不可避免的。2电路描述及其工作原理图1是用于向DC电机供电的独立交流-DC降压-升压转换器的示意图。在图中，我们可以看到PWM驱动转换器由一个整流桥组成，该整流桥由一个开关元件、一个DC电感和一个二极管组成，该二极管与DC电感串联，然

5、后与DC电感并联。提议的转换器将采用升压和降压断路器。在这种结构中，电感起到储能/转换元件的作用，通过可控半导体功率器件组成的功率分配方案，很容易得到输出电压的升降特性。整个转换过程由两个不同的功率级完成，分别是整流级和控制分配级。在第一阶段，一个简单的二极管桥式整流器用于统一电机电流和电源电压。第二级采用IGBT工作在最大频率值并采用均匀PWM的控制策略来控制输出平均电压的波动幅度。这样，在整流阶段，负载电压和电流的波形频率以两倍于输入频率的频率反复波动。图1交流DC升降压DC电机驱动的变流器原理图2.1 PWM功率分配方案和DC电压控制IGBT驱动信号是通过比较伴随有锯齿波的可变振幅VC的

6、DC参考信号、恒定振幅Vr和频率fs(众所周知的开关频率)而得到的。VC和Vr之间的比值d = VC/Vr称为占空比，其定义为“导通”时间Ton与总开关周期Ts=Ton+Toff的比值。通过改变变量VC来控制占空比D，从而控制平均输出电压(图2)。画SEQ 图表 * ARABIC一个PWM开关信号波形图3操作方法该方法和等效电路在这种DC电机模式伺服中由降压转换器依赖于开关条件作为开关元件和二极管D.每个占空比取决于开关元件和二极管的状态，并由两种或三种不同的导通模式组合而成。图3示出了由阳极提供的电压的配电循环的三种可能模式。这些模式如下。3.1充电模式在充电模式下，开关元件处于导通状态，因

7、此二极管D处于反向偏置状态，输入电压的绝对值通过电感。如图3a所示，电感器电流iL将上升并通过输入端，从而能量可以存储在电感器中。在这种模式下，电机线圈的输入端和输出电容与输入端隔离。因此，电容器由最后一个周期中积累的电荷充电，并通过电枢绕组放电。系统将保持这种模式，直到开关元件开始开关动作。在图3a中，粗线表示在该模式期间电感器电流和电动机电流的可能流动路径。3.2排放模式放电模式是对充电模式的补充。当开关元件关断时，系统切换到这种模式，二极管D正向导通。如图3b所示，电感器电流iL变得更小，并且流过输出端和输出电容器c，以与DC电机连接。电感的电压方向与其极性相反，二极管D正向导通。存储在

8、电感器中的能量被转移到电动机，并且电感器电流将减小，直到开关元件在下一个工作周期中被复位到打开状态，或者电感器电流减小到零(模式3)。电容器根据电感电流的减小而被充电。3.3模式3在模式3下，开关元件始终处于关断状态，电路状况会导致电感电流iL下降到0，使得二极管D处于反向偏置状态。只要开关元件处于导通状态，这种模式就将继续。系统还将在放电模式下停留一段时间，该时间由系统参数决定。当然，这个时间不会超过开关元件的关断周期。如果假设电感电流iL是连续的，模式3将消失。图3c示出了在该操作模式期间的等效电路。(a)模式1 IGBT开启；二极管关闭(b)模式2 IGBT关闭；二极管导通(c)模式3

9、IGBT和二极管D同时关闭图3工作模式和正半周电流路径4模型模拟在这一部分中，我们将讨论交流DC buck-boost变换器的瞬态和稳态分析。假设电力电子元件是理想的，开关频率比电源频率高得多，这样在每个开关周期内输入输出电压可以视为常数。4.1瞬态分析可变状态描述了通过交流-DC降压-升压转换器的分励DC电机伺服系统的动态性能，它取决于开关元件和二极管d。三种工作模式如图3所示。在上述三种模式中，计算二极管电桥连接的输出电压。分体式DC电机的通用电压方程可表示如下电磁转矩方程如下这里，km是电机常数，计算公式如下可推导的电磁转矩Te可由下式得出分析以无显著特征的形式存在，即与每个供电周期的脉

10、冲数无关。进一步的分析和解决方案要通过实验来证明。出于分析目的，假设输入电压为正弦波。根据图3中所示的选定电流方向，可以在下面找到不同模式的以下状态或性能方程:4.2稳态分析稳态分析的目的是为变换器建立一个模型，从而得到一个类似于交流DC buck-boost变换器的等效电路。图4示出了在一个完整的开关周期中相应的连续和不连续电感器电流和电压波形。基于高开关频率的使用，假设输入电压在开关周期内是恒定的。电压VL是充电模式期间的输入电压v和放电模式期间的输出电压V0。由于恒定的开关频率和接近稳态的开关变换器分析，每个开关周期中的平均电感电压可用于计算断路器的占空比D函数。(a)连续作业(b)不连

11、续操作图4开关周期内电感电压和电流的波形这里，V(t)和V0(t)是在一个开关周期期间DC转换器的平均调节电压和输出电压。假设V0(t)和V(t)极性相反，则两个电压相互独立。由此可以得到电感电压。这里，iL(t)是每个开关周期的平均电感电流。电感，即放电模式期间产生输出电流，是由充电模式期间的输入电流引起的。因此，输入和输出电流之间的关系如下:这里，is(t)和i0(t)分别表示开关周期中的平均输入电流和平均输出电流。从等式(17)和(18)可以获得下面的关系:将方程(20)代入方程(21)得到等式(22)表示如图5所示的交流-DC降压-升压转换器的稳态等效电路。从图中可以得到以下电流关系:

12、必须注意，输出电容必须足够大，以平滑输出DC电压，并使其频率以两倍于输入频率上下波动，就像传统的桥式整流器一样。为了在稳态下获得大的输出电容，假设输出电压V0(t)和电流i0(t)的平均值是恒定的；等式(22)的第二代数表达式假设它等于0；这样，考虑到输入电压，输出电压的传递函数可以如下获得上面的等式可以推导出输出电压和DC整流电压之间的关系。从等式(24)可以看出，当占空比D0.5时，所提出的整流器工作在升压模式，而当D0.5时，工作在降压模式。当d = 0.5时，输出电压等于DC整流电压。实际上，操作模式3的时间间隔非常短，仅当开关频率足够高时才存在，如本文所述。忽略模式3的操作，正如图1

13、所示的AC/DC变换器可以用图5所示的DC等压电路来表示，变换器可以用完全整流输出电压V(t)的DC-DC变换器来代替，D是开关元件的占空比。升压和降压调节器提供高于或低于输入电压的补偿电压，因此该调节器称为升压和降压调节器。这种转换器也称为反向转换器，因为在其整流阶段，输出电压的极性与输入电压的极性相反。图5交流DC升降压变换器的相似等效电路图5模拟和实验结果仿真研究:分析中我们知道，假设转换器由理想电路元件组成，其转换处于理想状态。等式(6)-(16)使用第四数学Jung-Kutta方法来描述转换器的所有工作模式。为了确保工作模式之间的正确转换，状态变量的初始条件是在每个模式开始时根据先前

14、状态变量的结果计算的。基于MATLAB-SIMULINK采用软件的模拟结果，结果与实际结果相差很小。为了检验工作原理的可行性和理论结果的正确性，在实验室对一台额定功率为2.2KW(220V，10A)的小功率样机进行了测试。PWM交流DC升降压变换器实验系统的电源电路如图1所示。它由以下几部分组成:主电源电路，一个PSB35/14(1400V，35A)二极管桥式整流器，一个MG50J2YS1(600V，50A)绝缘栅场效应晶体管(IGBT)作为开关元件，一台额定功率为1.25KW的DC电动机，一台180V，8.6A，735rpm的发电机。选择的输出电容，以获得近似的输出电压波形。实验主回路常数和

15、条件列于表1。开关频率为1.8Hz。占空比为0.8、额定电压为180V的电机的最大交流电源电压为70.69V V。形式SEQ 表格 * ARABIC一个模拟电路和测试电机参数参数标志数值最大输入电压输入频率开关频率电容电枢电阻电枢电感电机常数感应系数转动惯量空间向量模型f满量程C空间光学显微镜公里LJ70.69伏50赫兹1.8千赫6.0英里小时2.11伏(弧度/秒)95.8英里小时0.25千克平方米由仿真实验估计并由占空比确定的平均输出电压特性如图6中的曲线所示。从图中可以看出，通过调整占空比，可以将输出电压从0调整到大于最大输入峰值电压的值。平均输出电压与占空比的变化密切相关，由于系数(1-

16、D ),平均输出电流始终小于电感电流。这里，应当注意，在图表中，由降压-升压转换器提供的输出电压极性相反，并且其高效率是由于采用了另一个单个开关元件。图7示出了电机速度随着占空比的变化而变化。可以通过控制占空比来控制宽圆周的速度。从图6可以看出，输出电压随着占空比的变化而变化。当占空比从0变化到0.9时，输出电压从0变化到410伏。实验后，占空比控制在0到0.8之间，额定电机电压控制在0到180伏之间.类似地，在图7中，可以看出电机速度的理论值和实验值由占空比控制。电机转速为0时D=0，电机额定转速为765rpm时D = 0.8。图6证明了所提出的模型包括上升和下降操作。图6计算和实验中的输出

17、电压曲线图7电机转速变化的计算和实验曲线图8示出了从实验中获得的稳态电压和电流波形。如图8b所示，使用比大的电容器来代替，以使电机电流连续且为自由波形。电流也是连续的。在充电模式(模式1)下，电感电流逐渐增大，在放电模式(模式2)下，电感电流逐渐减小。在模式3下，由于开关频率较高，电感电流消失。但输入电流是离散的，在充电模式下等于电感电流；在放电模式下等于0。图8实验电压和电流波形(a)电枢电压；(b)电枢电流；感应电压；感应电流图9示出了电动机电压、电感电流、输入电流、转矩和电动机速度均具有短期快速爬升特性。当空战系数为0.8且总负载扭矩为8.5Nm时，根据方程(6)至(16)中描述的数学模

18、型计算的结果与从MATLAB-SIMULINK软件获得的结果进行比较。计算和仿真的主要区别是开关元件的损耗，但在分析模型中不会计算损耗。图9计算和模拟爬坡特性的比较(a)电枢电压；(b)电枢电流；(c)感应电流(d)输入电流(e)扭矩(f)电机速度图10和11示出了电机的这种瞬态特性取决于稳态下电机的瞬时负载。图10示出了计算系统对扭矩的响应，使得电机速度从半负载状态(8.5Nm)变为空载运行仅需要2秒。电机转速从765转/分增加到815转/分。从图11中可以看出，随后的负载转矩从半负载变化到全负载持续2秒，并且电机速度从765rpm降低到710rpm。这两个结果都是在占空比为0.8时获得的。

19、类似地，从图12可以看出，改变占空比也将改变电机的稳态特性。它解释了占空比在两秒钟内从0.8变为0.7时电枢电压和电机转速的变化。平均电枢电压从占空比为0.8时的180伏下降到占空比为0.7时的105伏，而平均电机速度从占空比为0.8时的765转/分下降到占空比为0.7时的423转/分。图10当占空比为0.8时，负载扭矩从8.5Nm开始变化。图11当占空比为0.8时，负载扭矩从8.5Nm开始变化2秒降至空载:(a)扭矩；(b)电机转速在2秒钟内升至17牛米:(a)扭矩；(b)电机速度本文讨论的buck-boost变换器方案适用于电源和电机驱动等中小功率应用场合。它还可用于启动DC电机，将启动电

20、流限制在期望值以下。方法是通过控制启动阶段的占空比来确保必要的电枢电压。6结论介绍了采用标准PWM控制技术的DC伺服电机单相升降压AC/DC变换器的稳态等效电路和动态模型。讨论并验证了电机的电压电流波形、电感电流波形和变换器的输入输出特性。对试验、仿真和计算进行了详细说明，证明了该模型的准确性和有效性。研究了电机启动过程中的瞬态现象和基于突加负载的稳态现象，讨论了占空比对电机稳态特性的影响。对于那些大于峰值电压的有用补偿，电压DC升压和降压AC/DC转换器特别适合作为前端电源。它将有效补偿电压转换成变速传动中可变的DC系列单相或三相可用电源。参考1 S.B .万德，单相整流器电源的输入和输出滤波器，IEEE Trans .印度。应用程序IA-17 (32) (1981年)282。2 A.R. Prasad，P.D. Ziogas，S. Manias，单相二极管整流器的新型无源波形整形方法，IEEE Trans .印度。电子. 37 (6) (1990) 521。3李英杰，徐光耀，钟德威，三相感应电动机变速驱动的最优