高频同步整流BUCK变换器的设计与仿真毕业论文

1、高频同步整流降压转换器的设计与仿真概括便携式电子产品的广泛应用推动了开关电源技术的快速发展。由于开关电源具有体积小、重量轻、功率密度高、输出效率高等诸多优点，逐渐取代了传统的线性电源，成为电源芯片中的主流产品。随着开关电源技术应用领域的扩大，对开关电源的要求也越来越高，高效率、高可靠性、高功率密度成为趋势，这给开关电源芯片的设计带来了新的挑战.本文首先总结了现有的开关电源设计技术及其发展趋势，然后介绍了BUCK变换器的电路结构、工作原理和控制原理。最后进行了芯片系统的仿真研究，首先介绍了所选芯片的性能特点及其经典电路图，然后利用LTSPICE进行仿真验证。关键词：开关电源、降压转换器、同步整流

2、、 LTSPICE仿真目录摘要我第 1 章 引言11.1 课题背景及研究意义11.2 开关电源技术研究现状21.2.1半导体功率器件21.2.2软交换技术21.2.3同步整流技术31.2.4电压调节模块31.3 开关电源技术发展趋势41.3.1高效率41.3.2低电压大电流41.3.3智能设计51.3.4标准化工作51.4 论文结构及主要内容5第二章同步整流降压转换器原理77主电路结构及工作原理8的稳态分析2.2.1连续导通模式 (CCM ) 82.2.2非连续导通模式 (DCM) 112.2.3CCM 和 DCM 的关键条件142.3 BUKC转换器控制原理152.3.1脉宽调制 (PWM)

3、 162.3.2脉冲频率调制 (PFM) 18第三章降压型开关电源芯片仿真研究203.1 LTC3854 特性及典型应用电路203.2 仿真与结果分析21第 4 章 结论24参考文献25至26第一章 简介1.1 课题背景及研究意义随着电子技术的飞速发展，电子设备的种类越来越多，电子设备与人们工作、生活的关系也越来越密切。任何电子设备都离不开可靠的电源，它们对电源的要求也越来越高。传统的晶体管串联调节稳压电源是连续控制的线性稳压电源。这种传统的稳压技术比较成熟，有大量的集成线性稳压电源模块，具有稳定性好、输出纹波电压小、可靠性高等优点。但由于调节管的静态损耗大，需要安装大型散热器才能将其消散。而

4、且由于变压器工作在50Hz的工频上，所以它的重量比较大。并且由于调节管工作在线性放大状态，为了保证输出电压的稳定，集电极和发射极需要承受很大的电压差，导致调节管的功耗很大，功率效率很低，一般只有45%左右。 1 。受限于这些缺点，线性稳压电源很难满足现代电子设备发展的要求。 1950 年代，NASA 以小型化和轻量化为目标开发了开关电源。经过近半个世纪的发展，开关电源已逐渐取代线性稳压电源，以其体积小、重量轻、效率高、发热量低、性能稳定等优点得到广泛应用 2 。相机、摄像机、录像机、个人数字助理、手机、笔记本电脑等电子产品都需要DC/DC转换器等开关电源芯片 3 。1980年代，计算机全面实现

5、了开关电源，率先完成了计算机电源的换代工作。 1990年代，开关电源广泛应用于电子、电气设备和家电等领域，开关电源技术进入高速发展时期 4 。对于非隔离式DC/DC开关电源，按电路功能分为降压型（BUCK）、升压型（BOOST）、降压-升压型（BUCK-BOOST）。品种最多、增长最快的无疑是巴克（BUCK）。开关电源技术于1980年代传入我国。随着计算机、通讯、汽车等行业的快速发展，我国开关电源市场持续增长。热点。我国目前处于能源紧缺状态，而供电行业是与能源消耗密切相关的行业。因此，我们在设计DC/DC开关电源产品时，必须将转换效率作为一个重要指标来考虑。特别是随着使用3.6V锂离子电池作为

6、电源的消费电子产品市场不断扩大，功能和性能越来越高，提出了适合此类产品的BUCK转换器的性能。要求。因此，研究BUCK变换器的性能具有重要的理论和现实意义。开关电源技术研究现状1.2.1半导体功率器件开关电源变换器最早出现在1950年代，直到1970年代，随着现代功率半导体器件的发展和稳定性的提高，开关电源变换器才得到广泛应用。功率半导体器件仍然是电力电子技术发展的关键，电力电子技术的进步必须依靠新型电力电子器件的不断推出。功率MOSFET因其快速性好、驱动功率低、成本低、易于应用于中小功率场合而得到广泛应用 5 6 。但是，MOSFET只能用于中小功率产品。为了降低通态电阻，美国IR公司采用

7、增加单位面积原电池数量的方法。例如其研发的一款HEXFET场效应晶体管，其沟槽（Trench）单元密度已达到世界最高水平，每平方英寸1.12亿个，导通电阻R可达3 m 。采用 500 V TO220 封装的功率 MOSFET、HEXFET 自 1996 年以来，其导通电阻每年下降 50%。 IR 还开发了一种低栅极电荷 (Qg) HEXFET，可实现更快的开关，同时降低导通电阻和栅极电荷。对于肖特基二极管的发展，近期采用Trench结构有望得到具有较小压降的肖特基二极管，称为TMBS沟槽MOS势垒肖特基，具有用于同步整流的极低电源电压应用的潜力. MOSFET 竞争。1.2.2软交换技术脉宽调

8、制（PWM）开关电源工作在硬开关模式。在开关过程中，开关器件的电压和电流波形重叠，从而造成较大的开关损耗。 PWM开关电源的高频化可以减小体积和重量，但频率越高，开关损耗越大。为此，有必要研究开关电压和电流波形不重叠的技术，即所谓的零电压开关（ZVS）和零电流开关（ZCS）技术，或软开关技术。与 PWM 硬开关技术相反） 7 。1994年2月，IEEE电力电子学会组织的一次会议指出，高功率密度DC - DC零电压开关变换器与开关器件性能、无源元件性能和封装技术有很大关系，并预测在不久的将来. ，在可靠性翻倍的基础上，功率转换器的成本将降低一半，功率密度可翻倍。现在，实现这一目标的开关转换器产品

9、已经出现。1.2.3同步整流技术对于低电压大电流输出的软开关转换器，进一步提高其效率的措施是尽量降低开关的通态损耗。例如同步整流（SR）技术，即用功率MOS管反接作为开关二极管代替肖特基二极管（SBD）进行整流，可以降低管的压降，从而改善电路效率。在低压大电流输出的情况下，整流二极管的导通压降比较高，输出端整流管的损耗比较突出。快恢复二极管（FRDs）或超快恢复二极管（SRDs）可以达到1.0V到1.2V，即使采用低压降肖特基二极管（SBDs），也会出现0.6V左右的压降，导致整流损耗增加，电源效率降低。比如目前笔记本电脑一般使用3.3V甚至1.8V或1.5V的电源电压，消耗的电流可以达到20

10、A，此时超快恢复二极管的整流损耗已经接近甚至超过电源输出功率的50%。即使使用肖特基二极管，整流管上的损耗也会达到（18%40%）输出功率，占总功率损耗的60%以上 8 。因此，传统的二极管整流电路已经不能满足实现低电压、大电流、高效率、小尺寸的开关电源的需要，成为制约DC/DC转换器效率提升的瓶颈。同步整流采用导通电阻极低的专用功率MOSFET代替整流二极管，通过控制功率MOSFET的驱动电路实现整流功能。由于功率 MOSFET 的导通电阻非常低，因此可以提高功率效率。一般驱动频率是固定的，可以达到200KHz以上。栅极驱动可以通过交叉耦合或带有死区时间控制的外部驱动信号来实现。1.2.4电

11、压调节模块稳压器模块 (VRM) 是一种低压、大电流输出 DC-DC 转换器模块。它的主要作用是为微处理器提供稳定的电源，并在计算机启动时改变电压和时序。明确要求。按照VRM标准制定的电源电路可以满足不同CPU的要求，降低人工干预的复杂度，简化稳压电路的电压控制设计。VRM 功率调节基本上是随着 Intel 处理器的发展而发展起来的。早期的PII-PIII 遵循VRM8.1-8.4 功率调节，而图拉丁核心 PIII 和赛扬则开始遵循 VRM8.5 标准。 Intel在推出Willamette和NorthWood核心P4时就引入了VRM9.0标准，下一代Prescott核心需要VRM10.0标准

12、支持。在这里可以看出，VRM版本的不同也意味着主板可以为不同的CPU提供其工作电压 9 。早期的 VRM 直接由 5 V DC 总线供电。最近的一些台式电脑、工作站和服务器使用 12 V 输入作为 VRM 电源电压，而在一些笔记本电脑上，VRM 直接将 16 V 24-V 输入转换为 1.5 V 输出 10 。可以预见，在不久的将来，计算机 VRM 将把输入总线电压提高到 48 V 11 12 13 。开关电源技术发展趋势1.3.1高效率如今，通讯产品的小型化必然要求模组电源缩小体积，提高功率密度，效率的提高与之相辅相成。目前新的转换封装技术可以实现188W/inch 3的功率密度，是传统电源

13、功率密度的两倍以上，效率可以超过90 %。之所以能够实现这些目标，是由于微电子技术的发展，导致大量降低损耗的新型高性能器件的出现。典型的是高性能金属氧化物半导体场效应晶体管 (MOSFETS)，它取代了同步整流器中传统设计中使用的二极管，将电压降从 0.4 V 降低到 0.2 V；功率 MOSFET 制造商正在开发导通电阻越来越小的器件的导通电阻从 180 m降低到18m ；硅片集成度高，元件数量减少2/3以上，结构紧凑，分立元件布局降低杂散电感和布线电阻。高效率可以相对降低功耗，降低工作温度，减少所需的输入功率，还可以提高功率密度 14 。1.3.2低电压大电流随着微处理器工作电压的降低，模

14、块电源的输出电压也从之前的5V下降到现在的3.3V甚至1.8V。业内预测，电源的输出电压将也下降到1.0 V以下。同时，集成电路所需的电流增加，要求电源提供更大的负载输出能力。对于1V/100A的模组电源，有效负极相当于0.01 ，传统技术难以满足如此高难度的设计要求。对于 10 m 负载，负载路径中每 m 电阻的效率下降 10% ，PCB 线电阻、电感串联电阻、MOSFET 导通电阻和 MOSFET 芯片布线等都会对效率产生影响。新技术的发展使得对整体电路布局至关重要的功率半导体和无源元件能够集成到一个功能齐全的基本模块中，从而降低负载路径上的电阻，从而降低功耗和尺寸。与基础模块相结合的多阶

15、段设计技术逐渐普及。由于每相输出电流减少，因此可以使用更小的功率 MOSFET 和更小的电感器和电容器，这也简化了设计。市面上出现的基本功率模块封装只有11mm11mm ，开关频率为1MHz，多个模块及相关元器件级联可获得100A以上的工作电流。与其他采用分立元件的电路相比，其效率提高6%，功率损耗降低25%，器件尺寸缩小约50%。1.3.3智能设计在当今的通信系统中，直流电压的种类越来越多。在5V、3.3V、2.7V，甚至1.8V和1.0V，功率密度和集成度的提高也增加了设计难度。传统的人工设计和验证已经无法适应瞬息万变的市场需求，助力设计软件应运而生。这些软件指导组件选择并提供材料清单、电

16、路仿真和热分析，以缩短电源设计周期并提高电源性能。设计辅助软件使用多种参数定制电源，包括输入和输出电压范围、最大输出电流等，以指导设计人员进行器件选择，它包括完整的变压器设计，使用多种拓扑方法根据成本或效率综合电路进行优化并输出组件列表。该软件的另一个功能是通过仿真评估模块电源的性能。它全面分析了电源在稳态时的性能，显示了被探测节点的波形，并使用精确的方法计算效率。此外，热分析可以根据电路板定位、边缘温度以及气流方向和速度等环境参数，提供用不同颜色标记的图形，帮助设计人员掌握整个电路板在稳态条件下的热量分布。1.3.4标准化工作模块化电源产品的趋势越来越模块化和标准化，分布式电源系统由积木式结

17、构组成。封装的模块化电源主要基于国际工业标准的半砖或砖结构。 50 W、75 W、100 W 和 150 W 是半砖结构，而 200 W、250 W、300 W 和 400 W 是砖结构。标准化管脚为设计人员和用户带来即插即用的便利，使设计人员能够轻松完成产品设计，方便电源升级。现在，标准在电源行业中的作用越来越受到重视。标准化可以缩短产品推出周期，降低成本。但是，目前大多数国家企业都使用自己的企业标准，按照自己的测试规定，以及各种行业标准进行生产、测试。还存在技术指标落后、测试方法可操作性差等问题，导致行业缺乏统一完整的设计、生产和测试标准。标准迫在眉睫。1.4 论文结构及主要内容第一章为引

18、言部分。首先阐述了课题研究的背景和意义，然后在总结当前技术发展现状的基础上，展望了开关电源技术未来的发展趋势。最后，简要说明了本文的内容和结构。第二章介绍了降压转换器的电路结构和工作原理，然后分析了稳态，包括对连续导通模式和非连续导通模式的分析，以及两者之间的转换条件。最后介绍了转换器的控制原理，包括PFM模式和PWM模式。第三章在介绍芯片典型应用电路的基础上进行整体仿真验证。第四章为小结，主要对全文进行简要回顾。同步整流降压转换器原理本章首先介绍了降压转换器的基本结构和工作原理，然后分析了降压转换器的控制原理和方法。2.1 BUCK变换器主电路结构及工作原理图 2.1 显示了降压转换器的基本

19、结构。它由一个开关管（SWITCH MOSFET）、一个带有LC低通滤波网络的同步整流管（RECTIFIER MOSFET）和负载RL组成。这是一种同步整流结构，即整流管采用由控制电路控制的功率MOSFET来代替外接的整流二极管。同步整流结构可以节省变换器的成本和面积，提高变换器的效率。图2.1 同步整流降压转换器基本结构图为了分析稳态特性，简化公式推导过程，作如下假设：(1)开关三极管和整流三极管是理想元件，即可以快速导通和关断，导通时压降为零，关断时漏电流为零。(2) 电感和电容是理想的元件。电感工作在不饱和的线性区，寄生电阻为零，电容等效串联电阻为零。(3) 输出电压中的纹波电压与输出电

20、压的比值小到可以忽略不计。图2.1中，当开关管导通、整流管关断时，忽略开关管的导通压降，电感L两端的电位为V IN和输出电压V O ，大致保持不变，所以电感电流线性增加，此时能量存储在电感中。如果电容C两端的电压略低于输出电压，电源也必须对电容充电，并在电容中储存一定的能量。此过程负载消耗的能量由电源提供。一旦开关管关断，整流管导通，电感L中的磁场就会改变其两端的电压极性，使其电流方向保持不变。忽略整流管两端的电压降，电感L两端的电位变为零，VO和近似恒定，电感L中的电流线性减小，存储的能量提供给负载。同时，当VO减小时，电容C 也为负载RL 提供了一些能量。可以看出，负载RL在这个过程中消耗

21、的能量是由电感L和电容C提供的。简而言之，BUCK变换器以电感L和电容C作为储能元件，将能量传递出去。以离散形式从输入到输出。其中，控制芯片提供反馈控制以获得稳定的输出电压。2.2 降压转换器的稳态分析根据BUCK变换器中流过电感L的电流是否在每个周期内降至零，其工作模式可分为以下两种模式：（1）连续导通模式（CCM），（2）不连续导通模式（不连续传导模式，DCM）。当流过电感的电流不降为零时，定义转换器工作在连续导通模式；而当电感电流将降至零时，转换器被定义为工作在不连续导通模式，因为此时电流通过电感的电流是不连续的。下面对 BUCK 转换器的稳态特性做一个简单的分析，上一节的假设在这里仍然

22、有效。2.2.1连续导通模式 (CCM)假设转换器工作在连续导通模式下，流过电感的电流在每个周期都不会降为零，在一个开关周期内，开关管会经历导通和截止两种状态。设功率管的开关周期为 T，导通时间和关断时间分别为， ， 和为导通时间占空比。(1)功率开关管的导通状态( )图 2.2 转换器开关开启时的等效电路图根据同步整流原理，当开关管导通时，稳压管关断。从上述假设可以看出，电源电压V IN直接施加在电感L的一端，而调节管所在的支路断开。等效电路如图 2.2 所示。电感左右端的电位分别为V IN和VO ，电感电流线性上升。然后有(2-1)因此，在开关导通状态下，电感电流随着(2-2)的截止状态图

23、2.3 换流开关管截止时间等效电路图此时开关管关断，整流管导通，等效电路如图2.3所示。因为电感电流不能突然变化，所以电感两端的电压反向并保持恒定，在下一个周期再次导通开关之前，电感电流线性减小。电感器将存储的能量提供给负载。那么在关断状态下，电感电流减量为(2-3)在一个开关周期内，电感电流的增减量必须相等，否则电感上会产生直流电压降，而电感的直流阻抗很小，会在电感上产生很大的电流，烧掉电感。这是(2-4)(2-5)代入上式，得到sum的关系为(2-6)即可以通过调整占空比来调整输出电压。在整个开关周期内，电感将能量传递给滤波电容和负载，而滤波电容每个周期的平均电流为零，其能量变化为零。因此

24、，输出负载电流等于电感的平均电流，即(2-7)BUCK 转换器工作在 CCM 下的波形图如图 2.4 所示。图 2.4 转换器工作于 CCM 的波形图2.2.2非连续导通模式 (DCM)对于转换器进入断续模式的情况，开关导通时的工作过程基本不变。开关关断时的工作状态分为两个阶段：电感电流下降到零的阶段和电感电流保持为零的阶段。设电感电流上升时间、下降时间和保持零时间分别为和。开关关断时的等效电路如图 2.5 所示。(a) DCM模式下开关关断时的等效电路图( IL 0)(b) DCM模式下开关关断时的等效电路图( IL =0)图 2.5 DCM 模式下开关断开时的等效电路图DCM 模式与 CC

25、M 模式相同，电感在一个开关周期内先充电然后放电。不同的是，在 DCM 模式下，当开关导通时，电感电流从零线性增加到峰值电感电流 I PK ，而当开关关断时，电感电流从 I PK 线性减小到零，并且增加电流的增加与电流的增加成正比。减少是相等的。在单个开关周期内，电感电流增加(2-8)其中 I PK是电感电流的最大值。在单个开关周期内，电感电流减少(2-9)从，可以得到(2-10)和输出电压之间的关系可以表示为(2-11)式（2-7）所示的输出电流与平均电感电流的关系，导出电感电流的平均值，得到(2-12)将I PK 的表达式（2-8）代入上式，我们得到(2-13)(2-11)和(2-13)，

26、去掉D 2 ，输出电压和输入电压相对于占空比D的表达式如下(2-14)在BUCK转换器工作于DCM如下图所示。图 2.6 转换器工作于 DCM 的波形图2.2.3CCM 和 DCM 的关键条件在下一个周期，转换器将工作在不连续模式 15 。这还包括一种特殊情况，即在关断周期结束时通过电感器的电流恰好为零，这为CCM和DCM 提供了临界条件。图2.7显示了连续导通模式和非连续导通模式边界处的负载电流情况。图 2.7 CCM 和 DCM 模式下的临界状态对于连续导通模式，电感在单个开关周期内的平均电流，其中为电感电流纹波。显然，如果成立，那么此时转换器必定处于CCM和DCM的临界状态。因此，如果转

27、换器要工作在CCM下，其平均电感电流应大于其电感电流纹波的一半，即：(2-15)为保证电感电流连续性的最小电流，则保证电感电流连续性的最小电感值为(2-16)并且因为，当占空比最小时，即最小电感值可以表示为(2-17)2.3 Buck变换器的控制原理降压转换器：脉冲宽度调制（ PWM）和脉冲频率调制（ PFM ）。 PFM/PWM调制方式采用时间比例控制（ TRC）的稳压原理。无论是改变开关导通时间（ T ON ）还是开关周期（ T S ），最终调整的是脉冲占空比。因此，虽然他们做的方式不同，但控制目标是相同的。 BUCK转换器的反馈控制方式也有两种：电压反馈和电流反馈。电压反馈是检测输出电压

28、，通过负反馈来调整输出电压，而电流反馈不仅检测输出电压，还检测输出电流来反馈和调整输出电压。两种方法都使用反馈原理来获得稳定的输出。 BUCK变换器的控制是上述调制方式和反馈控制方式的结合，分为基于电压的PWM方式和基于电流的PWM方式；基于电压的PFM模式和基于电流的PFM模式。2.3.1脉宽调制 (PWM) 1 6 1 7 1 8 脉宽调制 (PWM) 的特点是开关频率固定，通过改变脉宽来调整占空比。由于开关周期也是固定的，这为滤波电路的设计提供了便利。由于电源开关的最小导通时间的限制，输出电源不能大范围调节；另外，输出端一般接一个假负载，以防止空载时输出高压。控制器通过比较输出电压（或电

29、流）采样值与参考值的差值来调整功率开关管的导通时间，从而实现转换器稳定输出的功能。在电压模式PWM模式下，转换器的占空比与实际输出电压与理想输出电压的误差差成正比；在电流模式 PWM 模式下，占空比正比于额定输出电压和转换器控制电流函数之间的误差差。(1) 电压型PWM模式图 2.8 显示了电压源 PWM 模式降压转换器的示意图。将图中输出电压的采样信号V FB 与带隙基准分压后的基准电压V REF 进行比较，差值经误差放大器放大得到误差信号V EA ，与锯齿波进行比较。锯齿波发生器产生的波信号经PWM 器件进行比较，输出一系列占空比变化的脉冲，控制开关管的通断时间，以获得稳定的输出电压。这就

30、是电压控制的原理，它是一个单回路控制系统。电压反馈控制分析如下：当输出电压增大时，反馈电压V FB 增大，误差放大器的输出电压V EA 减小，开关管的导通时间也减小，即占空比周期 D 减小，因此输出电压减小。反之亦然。图 2.8 电压型 PWM 模式降压转换器示意图(2) 电流模式 PWM 模式图 2.9 显示了一个典型的电流模式 PWM 模式降压转换器的控制电路，它分为电流环（AC 环）和电压环（DC 环）。恒频脉冲置位RS触发器，电流检测信号V S通过PWM比较器与误差放大器的输出电平V EA 进行比较，输出控制RS触发器的复位，输出脉冲触发器驱动功率管通断，获得稳定的输出电压。当采样电阻

31、RS上的电流幅值达到V EA电平时，PWM比较器的状态反转，触发复位，解除驱动，关闭功率管。控制电路通过这种方式对电流脉冲进行一一检测和调整，以达到控制变换器输出的目的。由于电流模式 PWM 模式下的输出电流与开关电流或初级电流成正比，因此可以逐脉冲控制输出电流，因此电流模式比电压模式。图 2.9 电流模式 PWM 模式降压转换器控制电路一般来说，脉宽调制 (PWM) 使开关频率保持恒定，而充电和放电时间的比率随负载而变化。这种技术在高频下提供了宽负载范围。此外，由于开关频率固定，噪声相对较低，因此可以通过使用更简单的低通滤波器大大降低输出电压纹波。2.3.2脉冲频率调制 (PFM) 1 6

32、1 9 20 脉冲频率调制（ PFM ）是通过改变开关频率来固定脉冲宽度并调整占空比。在电路设计中，应采用固定脉宽发生器代替PWM调制中的锯齿波发生器，并采用电压频率转换器（如压控振荡器VCO ）来改变频率。 PFM模式也分为电压模式和电流模式。与PWM模式类似，基于电压的PFM模式只对输出电压进行采样，属于单环控制系统；基于电流的PFM模式是在电压控制的基础上，增加了电流负反馈环节，使其成为双环控制系统，从而提高了电源的性能。(1) 电压型PFM模式图2.10 显示了降压转换器在基于电压的PFM模式下的示意图。其原理是将采样电压V FB加到比较器的负输入端。当输出电压V O低于参考电压V R

33、EF时，比较器输出高电平。高电平允许振荡器输出的方波通过触发器驱动功率开关管。若输出电压V O高于参考电压V REF ，比较器输出低电平锁定触发器，使振荡器输出的方波无法通过触发器，功率管为断开连接。这样，控制输出信号的脉宽不变，开关周期变长，从而降低占空比，起到稳压的作用。这里使用了等效频率的概念。在开关关断期间，负载由电感和电容供电，因此PFM模式仅适用于轻负载。图 2.10 基于电压的 PFM 模式 BUCK 转换器示意图PFM调制图 2.11 显示了电流模式 PFM 模式降压转换器的示意图。该电路由两个反馈回路组成，一个是通过对输出电压进行采样来监控输出电压的回路；另一个是过流保护回路

34、。第一回路的原理与电压模式相同。通过电压比较器将采样电压V FB与参考电压V REF1进行比较，该电压比较器的输出控制PFM逻辑电路。第二个回路具有电流限制功能。它通过对开关管上的压降进行采样，将电感电流信号转换为电压信号，并与参考电压V REF2进行比较，从而控制电感电流的峰值。当电感电流过高时，环路会进行限流，缩短开关的导通时间，降低电流。正常工作时，电路中的两个单稳态触发器（最大导通时间控制MAXSHOT和最小关断时间控制MINSHOT）交替触发，产生脉冲信号。脉冲信号输入驱动逻辑，控制开关管和整流管的通断，保持输出电压稳定。图 2.11 电流模式 PFM 模式降压转换器示意图PFM模式

35、很宽，当输出电压较高时其工作频率会自动改变。在轻载或空载的情况下，芯片在PFM模式下的功耗更低，效率更高。其输出电压精度主要取决于外部电压比较器的精度和参考电压的精度。Buck开关电源芯片的仿真研究开关电源因其诸多优点而被广泛应用。 LTSPICE是LT公司推出的一款功能强大的开关电源设计与仿真软件。本章介绍了基于 LTSPICE IV的电源主控芯片LTC3854的仿真研究。LTC3854 特性和典型应用电路功率主控芯片LTC3854是凌力尔特公司推出的一款微型2mm 3mm DFN-12封装、宽输入电压范围同步降压型开关DC/DC 控制器，可驱动全 N 沟道功率 MOSFET 级。 4 V至

36、38 V输入范围可满足各种应用要求，包括大多数中间总线电压和电池化学成分。强大的片上MOSFET栅极驱动器使高功率外部MOSFET能够产生高达20A的输出电流，输出电压范围为0.8V至5.5V。这使得LTC3854非常适合数据通信、电信等领域的负载点调节需求、工业、汽车、医疗和多功能打印机应用。恒定频率电流模式架构提供固定的400 KHz工作频率。LTC3854具有一个片上5 V稳压器，从而无需一个单独的偏置电压来为芯片供电。 OPTI-LOOP补偿允许在广泛的输出电容和ESR 值范围内优化瞬态响应，包括全陶瓷电容器设计。输出电流检测测量输出电感器(DCR ) 或可选检测电阻器上的电压降。电流

37、折返限制了短路和过载情况下的MOSFET散热。此外， LTC3854具有可调节的软启动以控制接通时间和控制浪涌电流。可选择的连续或不连续电感电流模式可用于安全地为预偏置负载供电。抗击穿保护可防止功率MOSFET中的击穿电流。 LTC3854以高达96%的占空比工作，具有非常低的压差电压，可在电池供电的应用中延长运行时间。 LTC3854在-40C至85C的工作温度范围内具有一个准确的0.8V基准和1%的准确度。 LTC3854的典型应用电路如图 3.1 所示。图 3.1 LTC3854 典型应用电路模拟和结果分析设置仿真参数：V IN = 5 V ， L 1 = 6 H ，负载电阻R L =

38、0.5 ，C 1 =660 F，开关管采用RJK0305DPBN型功率MOSFET ，整流管采用RJK0301DPBN型功率MOSFET ，工作频率为400 KHz ，仿真时间为6ms ，仿真图3.1中的典型电路，得到输出电压U OUT = 1.00012 V，Q1控制信号占空比为20%，如图3.2.比较图 3.2 中输入电压与输出电压值的关系，得到满足。(a) 输出电压 U OUT波形) Q1控制信号波形图 3.2 输出电压和 Q1 控制信号波形保持仿真参数不变，观察电感电流、负载电流和Q1控制信号波形，波形结果如图3.3所示。图3.3 中的方波为 Q1开关控制信号波形；三角波是电感电流波形

39、。从图3.3可以看出，当Q1导通时，输入电源向电感充电；当Q1关闭时，电感中的能量被转换并输出。此外，输出电流与电感电流值满足关系。图 3.3 电感电流、负载电流和 Q1 控制信号波形结语近年来，DC/DC开关转换器以其转换效率高、稳压范围宽、功率密度比大、重量轻等优点在电子产品中得到广泛应用。开关变换器的总体发展趋势是：高效率、低电压大电流、智能化设计、标准化工作等。本文研究了BUCK DC/DC变换器的主要电路结构和工作原理，分析了其稳态和主控制模式，并模拟 LTC3854 芯片。通过本课题的研究和实践，使我得到了进一步的锻炼，加深了对开关电源的认识。由于我的水平和经验的限制，这个设计还有很多不完善的地方，值得我在以后的学习和研究中改进，主要有以下几个方面：研究DC/DC转换器的其他拓扑，比较各种拓扑的性能特点。针对在高开关频率工作条件下如何降低小功率模块的开关损耗和提高效率的问题，自主设计了同步整流BUCK变换器芯片。进一步提高LTspice软件的应用