第5 章低频功率放大器

5.1概述5.2互补推挽功率放大器5.3功率放大器的保护电路5.4其它形式的功放电路简介5.5功放实际线路举例第5章低频功率放大器返回主目录第5章低频功率放大器5.1概述5.1.1功率放大器的主要性能指标1.输出功率Po为了推动负载工作〔如使扬声器发声、使仪表指针偏转、推动电机旋转等〕,功率放大器必须给出足够的功率,因此功放电路中的晶体管工作在大信号状态,一般以不超过晶体管的极限参数〔ICM、BVCEO、PCM〕为限度。这就使平安工作成为功率放大器的重要问题。2.效率η功率放大器的输出功率很大,相应的直流电源供给功率也很大。定义放大器的输出信号功率Po与直流电源供给晶体管功率PE之比,为功率放大器的效率,用η表示。即η=直流电源供给的功率除了一局部变成有用的信号功率以外,剩余局部变成晶体管的管耗PC(PC=PE-Po)。如果放大器的效率较低,不仅使直流电源的供给功率增加,而且使晶体管的管耗增大,使功率管发热损坏。所以,对于功率放大器,提高效率也是一个重要问题。5.1.2功率放大器的分类功率放大器根据功放管导通时间的长短〔或集电极电流流通时间的长短或导通角大小〕,分为以下4种工作状态:〔1〕甲类工作状态:在整个周期内晶体管的发射结都处于正向运用,集电极电流始终是流通的,即导通角等于180°,如图5-1〔a〕所示。甲类工作状态又称为A类工作状态。〔2〕乙类工作状态:晶体管的发射结在输入信号的半个周期正向运用,另外半个周期反向运用,晶体管半周导电半周截止。集电极电流只在半周内随信号变化,而在另外半个周期截止,即导通角等于90°,如图5-1〔b〕所示。乙类工作状态又称B类工作状态。图5-1放大器工作状态的类型〔a〕甲类;〔b〕乙类;〔c〕甲乙类;〔d〕丙类〔3〕甲乙类工作状态:它是介于甲类和乙类之间的工作状态,即发射结处于正向运用的时间超过半个周期,但小于一个周期,即导通角大于90°小于180°,如图5-1〔c〕所示,甲乙类工作状态又称为AB类工作状态。〔4〕丙类工作状态:发射结处于正向运用的时间小于半个周期,集电极电流流通的时间还不到半个周期,即导通角小于90°,如图5-1〔d〕所示。丙类工作状态又称为C类工作状态。低频功率放大器只使用前3种工作状态,丙类工作状态一般用在高频功率放大器和振荡器中。5.2互补推挽功率放大器

5.2.1乙类推挽功率放大器的工作原理我们知道甲类功率放大器在无输入信号时工作点电流较大,因而效率较低。如果采用乙类工作状态,使晶体管静态工作电流为零,这样,在无信号输入时,晶体管就不消耗功率,于是效率就得以提高。但是输出波形将被削去一半,产生严重非线性失真,为解决此矛盾,我们选用两只特性完全相同的异型晶体管,使它们都工作在乙类状态。两只晶体管轮流工作,一只晶体管在输入信号正半周导通,另一只晶体管在输入信号负半周导通,这样两管交替工作,犹如一推一挽,在负载上合成完整的信号波形。图5-2〔a〕所示的就是推挽功率放大器的原理电路。图中V1为NPN型晶体管,与RL组成射极输出器;V2为PNP型晶体管,与RL也组成射极输出器。采用±EC两组电源供电。电路工作原理很简单,在无信号时,两管基极的静态电位为零,所以V1、V2都不可能导通,处于截止状态,静态工作电流ICQ=0。假设管子导通电压为零,那么当输入信号为正半周时,V1导通,V2截止,在RL上给出上半周信号;而当输入信号为负半周时,V1截止,V2导通,在RL上给出下半周信号。这样输入信号一个周期,V1、V2交替工作,在负载RL上合成一个完整的输出波形,如图〔b〕所示。这种电路由于采用了互补晶体管,故称为互补推挽电路。图5–2推挽功率放大器原理〔a〕电路；〔b〕电流波形5.2.2乙类推挽功率放大器的分析计算为了便于图解分析,我们把图5-2〔a〕中的V2的特性曲线倒置于V１特性曲线的下方,使它们的静态工作点重合,形成组合特性曲线,如图5-3所示。然后作出交流负载线,画出集电极电流和电压波形。1.输出功率Po整个放大器〔即两个晶体管〕的输出功率为Po=图5–3乙类推挽功放组合特性曲线可见输出功率的大小与输出电压Ucem、输出电流Icm有关,也就是说与鼓励信号大小有关。为此定义电压利用系数那么当ξ=1〔忽略晶体管的饱和压降〕时,输出功率最大,即Pomax=2．电源供给晶体管的直流功率PE乙类推挽放大器中,每个晶体管的集电极电流为半个周期的非正弦波,如图5-2〔b〕所示,其电流的平均值为I0因此,两组电源供给的直流功率PE为可见EC越大,输入信号越强〔ξ越大〕,RL越小,那么电源供给的功率PE就越大。ξ=1时,PE最大,为ξ=0时,PE最小,为PEmin=0由以上分析可知,乙类工作状态,电源供给的直流功率不是恒定不变的,而是随着输入信号大小而变化。输入信号小时,电源供给的直流功率也小;输入信号大时,电源供给的直流功率也大。所以,乙类工作状态效率高。

3.集电极功耗PC集电极功耗系指每管的集电极损耗功率。上述Po及PE均是对两个管子而言的,因此每管的集电极功耗PC是将上式两项分别以ξ为自变量画出曲线,如图5-4所示。第一项为哪一项一条直线,第二项是一条抛物线。这样PC就是两条曲线之间的距离所代表的功率。图5-4PC与ξ关系曲线由图可知,随着ξ增大〔鼓励信号增大〕,PC开始增大,然后减小,中间出现一个最大值,即最大集电极功耗不是出现在ξ=0〔静态〕处,也不是出现在ξ=1〔输出功率最大〕处。对式〔5-11〕求导数,并令求出ξ==0.636时,PC最大。将ξ=代入式〔5-11〕,可得出最大集电极功耗式〔5-12〕可用来作为选择功率管的依据,例如，要求Pomax=10W,那么只要选用每个管子的允许集电极功耗PCM≥2W即可。4.集电极效率ηC集电极效率是集电极输出功率与电源供给功率之比,由式〔5-4〕和〔5-7〕可得ηC=式〔5-13〕说明,乙类推挽功率放大器的集电极效率与集电极电压利用系数ξ成正比。当ξ=1时,效率最高,即5.功放管的耐压在有鼓励信号时,乙类推挽放大器处于截止状态时功放管集电极与发射极之间承受的反向电压较大,它等于电源电压和输出电压幅度之和,当Ucem=EC时,反向电压最大,即EC+Ucem≈EC+ＥC=2EC因此,功放管的耐压必须大于每管电源电压的两倍,即BVCEO>2EC,这也是选择功放管的一条依据。

6.功放管的最大允许电流功放管处于导通态时,流过管子的最大电流为Ucem/RL≈EC/RL,所以,功放管的集电极最大允许电流必须大于该值,即ICM>5.2.3乙类推挽功率放大器的非线性失真1.推挽电路对偶次谐波的抑制在两管轮流工作的推挽放大器中,假设两管的特性完全一致,那么它们的电流、电压波形完全对称。这样,iC1、iC2可分别写成iC1=I0+Icm1cos(ω1t+φ1)+Icm2cos(2ω1t+φ2)+…+Icmncos(nω1t+φn)+…(5-17a)iC2=I0+Icm1cos(ω1t+π+φ1)+Icm2cos(2ω1t+2π+φ2)+…+Icmncos(nω1t+nπ+φn)+…而由图5-2〔a〕可知iL=iC1-iC2=2Icm1cos(ω1t+φ1)+2Icm3cos(3ω1t+φ3)+…可见输出电流〔或电压〕中没有偶次谐波成分,即推挽电路可以抑制偶次谐波。实际上由于两管特性的差异及电路的不完全对称,输出电流〔或电压〕中总会有些偶次谐波成分,这就要求尽量精选配对管子,减小非线性失真。2．交越失真与工作点的选择iC1、iC2在开始导通的一段时间里增长很慢,当iC1与iC2相互交替时,〔iC1－iC2〕的波形和正弦波形相差较大,如图5-5所示。这种乙类推挽放大器所特有的失真称为交越失真。图5-5交越失真为消除交越失真,可分别给两只晶体管的发射结加很小的正偏压,让两只晶体管各有一个很小的ICQ流过。这样,既可以根本上消除交越失真,又不会对效率有很大的影响。图5-6示出了加正偏压后,对应的负载电流〔iC1－iC2〕波形。严格地讲,此时晶体管已工作在甲乙类状态,但由于正偏压较小,静态电流很小,所以一般仍称它为乙类功率放大器,分析计算也按乙类功率放大器对待,以区别静态电流较大的甲乙类功率放大器。加正向偏置的乙类推挽功率放大器电路的常见形式如图5-7所示。图5–6交越失真的消除图5–7消除交越失真的实际电路对于图〔a〕电路,IC1流过R1产生的直流压降,作为V2、Ｖ3推挽管的正向偏压UBE2=UEB3≈对于图〔b〕电路,由二极管〔由三极管V4、V5连接而成〕为V2、V3提供所需正向偏压。UBE2=UD1UBE3=UD2对于图〔c〕电路,由V1、R1、R2组成的恒压源电路为V2、V3管提供所需的正向偏压。由图可知IR2=忽略IB,那么IR1≈ＩR2,于是不难得到调整R1、R2比值,可改变V2,V3基极间的电压,即可得任意倍数UBE的UBB,所以通常称该电路为UBE倍增电路。以上讨论的互补对称推挽电路,由于采用正负两组电源供电,当无输入信号时,静态输出电位为零,负载RL可直接连到功放电路输出端,不需要输出耦合电容,因此这种电路又称OCL〔qutputcapacitorless〕电路。5.3功率放大器的保护电路5.3.1功放管的管耗与散热功放管的管耗是通过热传导的形式以散热的方式消耗掉的。所谓热传导是指热能从高温点向低温点传送的现象。为衡量媒质导热能力的强弱,引入热阻的概念。一般地,假设A、B两点的温度分别为TA、TＢ,其间导热材料的热阻为RT,那么A、B两点间传送的热功率P与TA、TB、RT之间,有如下关系:式中,P为热功率,单位W;RT为热阻,单位°C/W。具体到功放电路中,当功放管工作于环境温度Ta下时,由于集电极消耗的功率〔即管耗PC〕转换为热能,使结温升高为Tj〔Tj>Ta〕。显然可见,当Ta、RT一定时,功放管的最高结温TjM对应着集电极最大允许功耗PCM由式〔5-24〕可知,环境温度越高,其最大允许集电极功耗越小。手册上给出的PCM是在环境温度为25℃条件下得到的。在设计功放电路时,为了平安工作起见,常取最高环境温度下的集电极最大允许功耗PCM〔Tamax〕的90％为功耗的极限值,即应使集电极功耗PC满足对于大功率晶体管一般需要加散热板,以改善散热条件,减小热阻,从而提高PCM。5.3.2保护电路从前面的讨论中可以看出,管耗PC过大将导致功放管损坏,而限制管耗即可有效地保护功放管。限制管耗的常用方法是限制流过集电极的电流〔即输出电流Io〕。基于这一思路,功放保护电路的常见形式如图5-8所示。图〔a〕为采用二极管的输出限流保护电路,VD3、VD4是附加的限流二极管。正常情况下,VD3、VD4不起作用。如果正向电流过大,那么Re2上的压降增大,以致使VD3正向偏置并由截止转变为导通,分去了V2的一局部基极电流,从而限制了输出电流,最大输出电流约为图5-8输出级保护电路〔a〕二极管保护；〔b〕三极管保护如果设UD3≈0.6V,Re2=10Ω,那么Iomax≈60mV。由于UD3≈0.6V具有负的温度系数,因此当环境温度升高时,二极管的正向电压降低,从而使输出电流的最大值也相应减小,有利于控制功放管的结温不致于升高。如果负向电流过大,那么VD4导通,其保护原理不再赘述。图5-8〔b〕为采用三极管的输出限流保护电路,其工作原理与图5-8〔a〕的相似。当输出电流Io在Re2〔Re3〕上压降过大时,限流三极管V4〔V5〕导通,起保护作用。5.4其它形式的功放电路简介

5.4.1单电源供电的互补推挽电路双电源互补推挽电路有时使用不便,因此提出单电源供电的互补推挽电路,如图5-9所示。

V1组成鼓励级,工作在甲类放大状态。V2、V3组成互补推挽功放级,输出端通过大电容C2与负载RL相接。用V1的静态电流在电阻R4两端产生的电压UBE为Ｖ2、V3提供正向偏置电压,以消除交越失真。C3用来旁路R4,使加到V2、V3基极的鼓励信号电压相等。图5–9OTL电路调整鼓励级V1的静态工作点〔改变电阻R1〕,使B点电位UB约等于EC/2+0.7V,那么UE=EC/2。由于C2容量很大〔大于200μF〕,C2充放电时间常数远大于信号的半个周期,所以在两管轮流导通时,电容器两端电压根本不变,恒等于EC/2。因此V2和V3两管的等效电源电压为EC/2,这与图5-2〔a〕正负两组电源供电情况是相同的。图5-9所示推挽电路的输出功率、效率、功耗等的计算方法与图5-2〔a〕电路的也完全相同,只需用EC/2取代公式中的EC即可,这里不再重复。图5-9所示电路又称为OTL〔OutputTrantsformerLess〕电路。5.4.2准互补推挽功率放大器我们知道,互补推挽功率放大器要求功放级NPN管和PNP管特性完全一致,当要求放大器的输出功率很大时,要找出一对特性完全对称的大功率NPN硅管和PNP锗管比较困难,于是提出采用复合管来解决这一问题。1.复合管的构成图5-10为复合管的两种形式。图〔a〕为两只NPN管等效为一只NPN管,这种复合接法称达林顿接法;图〔b〕V1为PNP管,V2为NPN管,等效为一只PNP管,可见复合管类型以第一个晶体管为准。在构成复合管时应保证两管的基极电流能流通。第一管的C、E不能和第二管的B、E接在一起,以免受发射结电压的钳制。图5-10复合管的两种形式〔a〕等效NPN管;〔b〕等效PNP管

2．准互补推挽电路图5-11为一准互补OTL电路。图中V1、V3等效为NPN管,V2、V4等效为PNP管。而V3、V4都是同型号管子,不具互补性。互补作用是靠V1、V2实现的,它和完全的互补终究有些差异,故称准互补。图5–11准互补OTL电路

5.4.3桥式平衡功率放大器对于便携式的设备〔如收音机、录音机等〕来说,通常采用单电源供电的OTL电路。为了获得足够大的输出功率,需要高电压供电,这就要携带较多的电池,增加了重量。于是，输出功率与电源电压成为突出矛盾。为此,人们研究出了低电压下能输出大功率的电路——平衡式无变压器电路,又称BTL〔balancedtransformerless〕电路,其中文译名称为桥式平衡电路。回忆一下推挽输出的两只大功率管,不管是OCL电路还是OTL电路,它们有一个共同点,就是V1在“推〞时,V2在休息;V2在“挽〞时,V1在休息。也就是说“推〞和“挽〞不是同时工作的,它们只是在不同的半周里互相“补齐〞信号。可以设想,假设使管V1在扬声器一端“推〞时,另有一管V4在扬声器的另一端“挽〞;在V2“挽〞时,另一管V3“推〞,那么输出情况将大大改观〔见图5-12〕,这就是BTL电路设计的出发点。图5-12为桥式结构平衡式功率放大器原理电路。它由4只管子所组成,静态时,RL上无电流流过。当输入信号Ui为正半周时,V1、V4导通。假设忽略它们的饱和压降,那么负载RL上的输出电压幅度为EC;当Ui为负半周时,V2、V3导通,同样RL上的输出电压幅度为EC,于是RL上得到的是完整的输出信号波形。在负载一定的条件下,BTL电路的输出功率可达OTL电路的4倍。图5–12BTL原理电路BTL电路虽为单电源供电,却不需要输出耦合电容,输出端与负载可直接耦合,它具有OTL或OCL电路的所有优点。上述BTL功率放大器可以用两组分立制作的OCL放大器组成。但这种结构所需元件数较多,特别是需要4只大功率晶体管,因此一般很少用分立元件来制作。对于集成功率放大器,那么可以充分发挥其接线简单的优点来组装BTL放大器。有的集成电路本身包含两个功率放大器,用一个集成块就可直接连成BTL电路,其装配和调试都非常简单。5.4.4场效应管功率放大器1.VMOS功率场效应管VMOS功率场效应管〔简称VMOS管〕是一种短沟道,垂直导电型MOS功率器件。不同于第3章中介绍的平面水平沟道结构的MOS管,由于在内部结构上采用了纵向沟道结构并设置有高电阻率的漏极漂移区,其耐压能力、电流处理能力和工作频率均得到大大提高,顺应了大功率器件的要求,因而开展迅速,应用领域正迅速扩大。目前VMOS管耐压水平已提高至1000V,电流处理能力达200A,工作频率可达数百兆赫。VMOS功率场效应管根据内部沟道形状的不同还可细分为:VVMOS管、VUMOS管及VDMOS管。下面以VVMOS管为例作一简单介绍。图5-13为VVMOS管的结构示意图。在N+型硅衬底上生长一层N-外延层,N+N-型区共同构成漏区,在其上引出漏极〔D极〕。在N-外延层上掺杂扩散形成P层及N+层,以此为源极区并在其上引出金属电极作为源极〔S极〕。最后利用光刻技术刻蚀出纵向〔或垂直方向〕的V型槽,在整个外表氧化生成SiO2层,并在V型槽外表蒸发一层金属层形成栅极〔G极〕。当栅源间加上正向电压且电压值较高时,栅极下面的P层沿V型槽外侧生成反型层〔由电子构成〕,该反型层将原本被P层彼此隔开的源区和漏区连通,形成一个垂直〔或纵向〕的导电沟道。形成导电沟道后,一旦漏源间加上正压,电子便经源极、导电沟道流到漏极,实现了利用V型槽的电流垂直方向流动。这种管子由于沟道为V型且垂直导电,故而得名VMOS管。图5-13VVMOS管的结构示意图由于VMOS管独特的结构设计,它不仅具有普通MOS管的所有优点,还兼具双极型晶体管的一些长处:〔1〕垂直导电,充分利用了硅片面积,可提高输出电流;〔2〕由于N-外延层电场强度低,电阻率高,具有较高的击穿电压,使整个器件的耐压得以提高;〔3〕由于N-外延层的存在,使漏区PN结结宽加大,极间电容减小,器件的工作频率及开关速度大大提高;〔4〕短沟道使该类器件具有良好的线性;〔5〕由衬底和N-外延层共同构成的漏极使散热面积明显增大,有利于器件大功率工作。VMOS管的上述优异性能不仅使MOS管跨入了功率器件的行列,而且在计算机接口、通信、微波、雷达等方面获得了广泛应用。2.VMOS管功率放大电路由VMOS管构成的低频功率放大器,电路简单,非线性失真小且具有自保护功能。图5-14所示即为VMOS管构成的两级低频功率放大器。J型管V1组成自偏式共源放大器,作为鼓励级为功放提供大信号输入。图5–14VMOS管功率放大器

VMOS管V2构成单管共源功放,R5和R6构成电阻分压式偏置电路，用于提供静态的栅源偏压,UGSQ=。输出为变压器耦合,以便为功放电路提供最正确的匹配阻抗。输出信号通过R7、R3反响回输入端,构成电压串联负反响,以稳定输出电压提高输入电阻,改善放大器性能。VMOS管也可以构成推挽功率放大电路,但由于缺乏配对的大功率PMOS管,构成推挽功率放大的两个VMOS管栅极应加大小相等、极性相反的信号。5.5功放实际线路举例5.5.1具有输出自举作用的OCL电路图5-15为一OCL实际线路,V1、V2构成差动输入级〔见第6章介绍〕,V3组成中间级,V4、V5和V6、V7组成准互补推挽功率放大器。下面着重介绍输出级情况。为了消除交越失真,必须给推挽输出级一定的静态偏置,在图5-15中由VD1、VD2和RW2完成。调整RW2就可以改变静态电流。VD1、VD2那么还有补偿UBE随温度上升而下降的作用。此外R10是热敏电阻,温度上升,阻值下降,它也起温度补偿作用。R10的参加还有一个重要的作用:就是在调节RW2时,有时触点会产生瞬时开路。图5–15具有输出自举作用的OCL电路如不加R10,V3的负载电流就会全部流过V4、V6的发射结,会引起很大的集电极电流,可能使管子烧坏。R10的存在可改善这种情况。V3组成鼓励级,应有尽可能大的输出电压幅度〔因为输出级射随器只完成电流放大〕,以获得大的输出功率。为此引入了自举电容C5。为了说明自举电容的作用,暂时去掉C5。当V3管输入信号到达正半周峰值时,V3饱和,输出电压摆幅为Uom-=EC-UCES3(5-27)而当V3管输入信号到达负半周峰值时,Ｖ3截止,输出电压摆幅为Uom+=EC-Ibm4(R8+R9+RW2)-(Iem4-Ibm5)R12(5-28)由此可见正、负电压摆幅是不一样的,即限制了输出级的动态范围,使最大输出功率减小,解决的方法是参加自举电容C5。接入C5后,当输入信号为零时,电路处于静态,Uo=0V。电容C5上的电压UC5=UB=EC-IC3R8。当V3输入信号为负半周时,UC3〔V3集电极电位〕升高,uA升高,那么uo上升使uB上升〔C3容量很大100～200μF,C3两端电压可以看成不变,电容C5一端电位上升,那么另一端电位必然上升〕,相当于提高了电源电压,扩展了输出电压的动态运用范围。由于C5的存在,B点的电位随着输出端电位的上升而自动举高,所以称C5为自举电容。应该指出“自举〞作用本质上是一种正反响,C5就起着正反响的作用,其过程如下:uC5↑→uA↑→uo↑→uB↑→uA↑←只是由于V4、V5是射极输出器,电压增益小于1,所以这种正反响一般不会引起振荡,但是即使是不引起振荡的正反响,也会使放大器的某些性能变差〔如音质变坏〕。如果对电路的动态范围要求较小,自举电容常常省去不用。总的电压放大倍数C4、C6及R11、C7用于相位补偿,防止产生自激振荡。