带宽的降噪技术2

通过带宽切换降低开关电容放大器噪声的技术HaiyangZhu,Member,IEEE,RonK即ust&SentorMember,IEEE,andYbng-BinKnn,SeniorMember,IEEE

信息与通信工程学院通信工程专业142班杨时萌摘要：常规的开关电容放大器设计一般会在沉降精度与噪声之间进行折中。因为高沉降精度需要较宽的带宽，而且要牺牲噪声性能。事实上，沉降精度与噪声有不同的时间相关性，这个特点可以被用来尽可能地完善其整体性能。沉降精度由整体放大阶段中的平均带宽决定，而输出噪声由末段阶段的带宽决定。木文提到的的放大器将放大阶段分为两个子阶段，第一个子阶段从高带宽和高转换率开始迅速地接近最终值：在第二个子阶段中，虽然带宽被显著减少，得到了目标沉降精度，却包含了许多低噪声，这种分配方式可以使沉降精度、噪声、转换率和直流电路得以独立设计。用65nm的CMOS元件对一个测试芯片进行加工处理，并以90MS/S进行工作，测虽证实，与常规的放大器相比，本文中的放大器在放大阶段中减少了45%的噪声。除此以外，还完善了线性和低功率消耗等性能。关键词：带宽、噪声、转换率、切换电容器、跟踪与保持。一、引言开关电容电路（SO被广泛使用于许多信号处理电路中，例如放大器、滤光器、变频器等等。特别是在CMOS技术中使用更为广泛。电荷再分配跟踪与保持放大器（THA）是一个被广泛应用的开关电容电路，典型的例子如图1所示。其中THA由两个非重叠时钟相位所控制，即（P1和q＞3.（p2的下降沿在0）i的下降沿稍前方的位置,这就是著名的底板取样技术［1］。在跟踪阶段（＜p】）中，给定一个输入电压，使取样电容G接入电路，实际的取样则被记录到2的下降沿。在放大阶段＜p3中，运算转导放大器（OTA）通过负反馈将求和节点Vwm作为虚地处理，G取样的电荷被转移到G上，后被开关电容（SC）电路取样。图1典型的开关电容跟踪和保持放大器图2传统THA在放大阶段的信号分析电路原理图额外的噪声被增加到跟踪和放大两个阶段的信号中，并限制了大多开关电容电路的信号干扰比（SNR）。此篇论文主要论述的就是对于主要噪声源的热噪声的减噪处理技术，比如：闪变噪声可以通过使用大输入装置、自动归零装置或放大器斩波的方法来进行减噪。对THA中热噪声的全面分析可以在［3］和［4］中查找。在跟踪阶段，在取样电容中的热噪声功率为kT/C,被传统地认为是取样电容的限制。近些年来，人们己经开发了几项专门打破这种限制的技术，然而，这些技术却并不适用于在放大阶段加入的噪声，此种噪声通常受控于运算转导放大器（OTA）o许多可相互替代的用来减少功率消耗的OTA电路己被报道，开路放大器及其不完全沉淀和基于集成的放大器被提出于［6］-［8］o基于比较器的开关电容器（CBSC）,零交叉电路（ZCB）和环形放大器被详细介绍于［9］-［12］o然而这些电路比OTA的负反馈更有动力效率，它们损失了一些OTA的好处，例如：闭合电路增益的不灵敏导致电路参数的变化等。一些技术需要复杂精准的数字校准，使电路的设计复杂化。动态放大器［13］-［15］是另一种技术选择，在动态放大器中，偏置电流作为输出沉降而被减少。然而，当放大器沉降时，在［14］中的偏置电流几乎为零，由此恶化了噪声性能。在本篇论文中被提到的THA也是以闭合回路反馈OTA为基础的放大器，但是它通过利用它们的时间相关性来减少性能权衡。显而易见的是，输出信号和噪声仅仅在后面的开关电容电路的取样瞬间是非常重要的，比如，在放大阶段的末阶段。低的小信号带宽对于取样瞬间的低噪声来说是可用的，但是这也代表了实现所需的沉降精度是一个挑战。THA将放大阶段分为两个连续的带有不同带宽[16]的子阶段。在第一个子阶段中，它以高带宽进行工作来迅速地接近最终值。在此之后，它显著地减少了第二个子阶段中的带宽，虽然获得了所需的沉降精度，却产生了更低的噪声。这项技术使沉降精度和噪声可以被进行独立设计。更重要的是，提出的方案是对一个普通的的共源共根I结构的简化,并且这个共源共栅结构需要由改良后的大信号电压转换器来促使沉降。结果显示，除了在功率消耗和线性度被改良了以外，同时本文所提到的THA将放大阶段的噪声功率减少了45。从另一个角度来看，如果达到了相同的噪声目标，通过使用本文所提到的技术，放大功率的消耗将显著减少。此篇论文余下的内容将分为以下几点进行介绍：第二部分描述通过切换THA带宽来减少噪声；第三部分描述的是一个关于改良共源共根I结构的电压转换速率的技术；第四部分表述的是一个将两项技木与模拟结果结合应用的电路；第五部分则为经此技术处理的硅元件。二、经过带宽切换的噪声减少(一)、传统的THA传统的THA在放大阶段＜p3期间的信号分析电路原理图如图2所示。它可以模塑为一个在输出节点带有电极的单级系统，开关电阻忽略不计。OTA的直流增益比目标精准度更重要。反馈因数B为Cf/(Cf+Cs+Cpar),是在求和节点处的寄生电容值。OTA的总跨导为Gm。闭合电路信号传输函数(STF)为在公式中，c=Cs/G为闭合电路的直流增益，为零频率，极点频率Wp为:STF的3dB带宽(方归)为wp/2no&是在跟踪阶段的末阶段中在Cs上取样的电压，节点V.在＜p3的开始阶段接地，表示为输入-Vm在＜p3阶段中，在固定的沉降时间Ts末，输出电压由V°ut沉降为V”其中Vs=屿瞬态响应可以由拉氏变换得到：蛇ut(t)=Vs・(l—(l+me—wpt)⑶若Wp/Wz远小于1，贝U(4)Ts后的沉降误差为VsewpTs,且沉降误差影响了THA的精确度，为了获得N位沉降精度，则f3dB＞0.693N/(2nTs)(5)传统THA在放大阶段噪声分析的电路原理图如图3所示。我们只考虑OTA噪声，开关的噪声则忽略不计。OTA内部所有装置功能是将噪声集中在一起并赋值为OTA的输入。输入相关噪声的相位灵敏调节(PSD)为Seqs。通常来讲，输入差分对的噪声可以控制单极和多级的OTA.Seq＜/＞可表示为4kTa/gral[5],g.i是输入差分对与额外噪声因数的互导。关于Vn,“和Vn,out的噪声传递函数为其中极点频率与STF的相同。输出噪声总功率可以通过将直流电路整合为无限频率的方式来进行计算：2V2—=Seq(0•(胡，"*；奶|df=Seq(f)•(^.乎=Seq(f)•(胡•亨⑺方程(5)和(7)表示沉降精度和噪声功率均与THA带宽成比例。图3传统THA在放大阶段的嗥声分析电路原理图图4切换带宽放大器在放大子阶段的时间分配(二)、切换带宽THA在放大阶段，信号与噪声有不同的时间相关性，输出信号使整个放大阶段沉降，而输出噪声大多与末段的带宽有关，因此在沉降期间可以通过改变THA的带宽来优化噪声。例如，THA以一个高带宽开始并在Ts/2时沉降接近于最终电压值。在此之后，改变成为一个更低的带宽并继续沉降。当获得相同的沉降精度时，由于这个更低的带宽，可•得到一个更低的输出噪声。此项技术被称为切换带宽放大器技术。切换带宽放大器在放大阶段的子阶段的时间分配见图4。THA的输出在ts时被开关电容电路取样，其放大阶段裂变成两个连续的子阶段＜p4和q)s，分别持续L和T2。在折时随着带宽切换，每一个子阶段的关联级为Wp］和Wp2,很显然，Wp2应比Wp】减少的噪声更少。若THA成为一个分段的单级系统，输出电压Vout的瞬态响应可以表示为M•(1—e-wpit),0＜t＜traTOC\o"1-5"\h\zV°ut(t)=J.(i_e-WpiTi.e-Wp2(t-TD),拍Vtvts⑻Ts后的沉降误差为ePMm+T2Wp2)。为了得到与普通的THA相同的沉降精度，应满足以下要求：Ti+T2=Ts(9)Wpi,Ti+Wp2,Ts=Wp.Ts(10)所以切换带宽THA的沉降误差仅仅与在放大阶段的均时带宽有关。图5表示的是一个10位沉降精度的瞬时响应的例子。一个连续带宽THA的极点为Wp=6.9VTs，一个切换带宽放大器在wpi=1.5wp,Wp2=0.5WpzT1=T2=0.5Ts的条件下，沉降为相同的精度。切换带宽放大器的噪声也可以用一种分段的形式进行分析。在两个子阶段中的噪声PSD分别为为，购,")和疆(俨在第一个子阶段＜p4中,从0时刻到tm时刻，由于高带宽Wp】，输出噪声被视为一个恒定量，tm时刻的噪声功率与(7)以相似的方式被控制着：瓦I,I3=Seq,l(fK*2・^(11)在第二个子阶段5中，对于更小的带宽Wp2,“输出噪声是恒定的”的假设有可能是不成立的，输出噪声不再遵循(7)的规律。所以引出一阶微分方程：瓦=瓦赢;•e-2(t~T1)Wp2+Seq,2⑴•G)2•芸•(1—£一2心曲2)(口等号右面的第一部分为q)4中衰减的噪声功率，第二部分为＜p5期间产生的噪声功率。当七=也

时，将（11）代入（12）中得到:2*°ut,s©=Seq,l（O・G）.学•e—2T2Wp2+Seq,2（D・（j）2.^・（l—e-2T2Wp2）（13）对于一个单级OTA,Gm等同于输入差分对的互导，并旦近似于（2）中改变带宽的唯一选择。然而，PSD噪声的产生和带宽是连续的，因此，与传统的THA相比并没有得到有利的减噪。相反，一个OTA被典型地实施为一个二级联或更多级来为10位或更高位的应用提供足够的增益。当保持参考输入噪声时，多级体系结构提供许多方式来切换带宽。例如，米勒电容可以被改变来应用于一个二级联米勒放大器。图6由于图6由于TiL的三种组合，切换带宽THA的输出噪声与连续带宽THA的输出噪声的比率曲线图本文提到的OTA包含一个前置放大器，这种前置放大器带有遵循于互导阮2的增益A],则Gm=A]Xgm2。A】和gm2nJ-以被改变以控制带宽。OTA改变勘2并且保持前置放大器不变,由此来获得额外的转换速率效益，其详细内容将在第三部分进行介绍。由于前置放大器的增益，gm2的噪声贡献可忽略不计，因此在两个子阶段中参考输入噪声PSD可近似被看作与连续带宽放大器的输入噪声相同。在这种情况下，切换带宽THA的输出噪声功率与连续带宽THA的输出噪声功率的比率为Qn（Wpl，Wp2，T】，T2）=写*知户.e—2T2Wp2+芝•（1—e"T2Wp2）（“）vn,outWPWp从T1与T2的三种组合中可得到绘制的Qn，如图6所示。此时Qn=Wp2/Wp,Wpl.Wp2>T1和丁2满足（9）和（10）。如图6所示，曲线表示切换带宽THA的噪声减少。可以通过减少Wp/Wp来减少Qn直到达到最适宜的点，当Wp2/Wp接近于0时，Qn会急速上升并超过1。详细介绍如下。当Wp2很小时，Wp]必须变大来达到相同的沉降精度（10）。结果导致，在4中产生的噪声功率增加，并且在q>s中衰减得更慢（13）。在极端的情况下，Wp2=0,T1=T2=0.5Ts,Wp]必须等于2Wp才能满足（10）。在Q）4末阶段，输出沉降到了目标精度，却增加了两倍的噪声功率，当带宽为0时，输出在（P5阶段被“冻结”。在图6中,当Wp2=0.33Wp,Wp]=3Wp,T]=0.25Ts，T2=0.Ts时，取得最小值Qn=0.42o值得注意的是，最适宜的区域比较浅，并旦对L和T2的结合很敏感。当T】=T2=0.5Ts时，最小值Qn=0.42°因此，切换带宽技术对电路参数变化的影响是很大的。另外，一个稳定的wp2对于避免由切换带宽引起的输出故障来说是有好处的。前置放大器的功率损耗对于连续带宽和切换带宽放大器而言都是相同的。互导级的功率损耗为=Vdd•ID2=Vdd•（清）t•gra2（15）其中gm2/lD2由电流密度决定，并且被设为连续量，因此瞬时功率与gm2成比例，并且无论在什么时刻它都与THA带宽成比例。平均功率Pgm2与平均带宽成比例，公式为（WpiT]+Wp2T2）/Ts,这与基于（10）的常规的连续带宽放大器是相同的。切换带宽技术可以重新分配两个

子阶段之间的功率损耗。总的来说，上述的分析都基于一个单级的模型，并旦说明了切换带宽技术可以减少输出噪声功率到50以上，而且是在相同的沉降精度下，没有额外的功率损耗。尽管来自于切换中的噪声贡献并不被包含在分析过程中，但是它们也会因为NTF的切换而被减少。与［7］中的不完全沉降技术相比，本文中提到的切换带宽放大器使它的输出完全地沉降为目标精度，免去了校准的必要并显著地减少了设计的复杂性。另外，本文中提到的技术与不完全沉降技术和常规放大器相比对时间偏差都少一点敏感度。图7带有宽带的前置放大器的常规全微分OTA图8在OTA的互导阶段的级联NMOS.(a)示意图(b)内部节点的瞬态响应、通过使用级联偏置开关对转换速率的改善一个带有宽带的前置放大器的常规全微分OTA如图7所示。有负载电阻的前置放大器存在一个缓和的增益Al=gm】R,其中队是虬「和Mzp的互导，R为负载电阻。互导级是一个用来提供高直流增益的级联推拉级。主导和非主导极点分别在OTA输出中和前置放大器的输出中。下面的拟议技术则通过切换级联偏置电压来改善转换速率。每一个单端的输出的振幅都在最大电压值与最小电压值之间，而微分振幅在-%与Vs之间，Vs为最大电压值与最小电压值的差值。以下的分析主要集中于互导级的单端级联NMOS晶体管，如图8所示。相似的分析方法也可以被应用到级联PMOS晶体管。为了得到较高的直流增益，M2和M3都应该处于放大阶段的饱和区域。级联偏置电压被用来迫使M2的漏沂电压等于过驱动电压加上额外的净空。在放大阶段的始阶段，被应用于THA的输入的Vs/c在内部节点处触发瞬态响应，如图8中的实线所示，由此导致输出Vgp最终沉降到Vmjno节点Vi视为Vsl,为M2的瞬时门电压源增长后的数值。在节点Vx处的沉降粗略为Vs］,%M2和gm,M3分别为M2和M3的互导。M2的瞬时漏源电压被减少到Vsx，可能要比M2净空要更大，驱动了M2到三极管区，并且恶化了转换速率。M2的瞬时漏源电流则为】D2=K(叫〃+Vsi)(Vds2—Vsx)-l：VDS2；VsX)2)初K叫V2+Vs1)(VdS2-4)(16)K为M2的电流因数。为了补偿转换速率的恶化，不得不提高Gmo由此导致，因为小信号带宽的增加，OTA的噪声功率将比用单级模型预测的噪声功率要更大一些。然而，Vbn只需要在输出接近最终值时使M2和M3保持在饱和区。放大阶段也可■被分为两个子阶段。在第一个子阶段中，Vbn被置高来增加Vx的电压，并保持M2在饱和区，以此增强转换速率。在第二个子阶段中，Vbn被减少来取得更高的直流增益。其瞬态响应见图8中的虚线。M2的瞬时漏源电流为：(17)】D2,s=7W>v2+Vsi)?(17)转换速率的改良Qsr被确定为瞬时M2电流和普通级联输出级的比率为Qsr=Qsr=Vqv2+Vsi2(VDS2一VsX)需要注意的是，每一个时钟循环都需要强大的驱动容量，而这会明显地诱导大量的功率损耗。在本文的第五部分中，将会说明拟议电路在没有诱导明显的功率损耗的情况下取得目标瞬态响应的内容。与［15］中的放大器不同，其增加转换速率要以输入量为基准，本文中论述的技术并不需要任何的输入信息，因此降低了设计的复杂程度并减少了在OTA中输入的电容。Pre-ampnr图9拟议的OTA.（a）示意图.（b）Pre-ampnr图9拟议的OTA.（a）示意图.（b）放大阶段的时间图表小『2（中5）（四）、电路的细节与模拟结果将文章的第二部分与第三部分的内容结合起来可以得到拟议的OTA,如图9所示。与常规的OTA相比，拟议OTA的跨导级可被分裂为两个分支。M21与M22的大小比以及M31与M32的大小比都为曲。M21总是与级联M3］相连接，而M22通过开关Sn与分离级联M32相连接，而PMOS晶体管只有一个简单的配置。OTA可■以以两种模式进行操作一一连续模式和切换模式。OTA的可重构性允许其使用同一个芯片进行比较。在连续模式中，榛队与Vbn相等且Sn和Sp总是闭合的，此时电路等效于一个OTA.在切换模式中，Vbn2为300mV,比Vbn要更高一些，并且S”和Sp被4控制着，如图9（b）所示。在（P4期间，M21和M22都是可用的，并使输出电流下沉。M2】在两个模式中具有同样的接收性能，但因为M22保持饱和状态不变，所以在切换模式中，M22的瞬时电流接收器要比M22的更大些。由此，平均转换速率改良为：(19)_4XQ贝+3(19)YsR,s_7在（Ps中，Sn和M22被关闭，V*沉降为最终值，此时带宽被减少，并得到第二部分中描述的噪声增益。另外注意Vbn并不切换每一个时钟循环。取而代之的是，无论高与低的静态偏置电压都被提供给分离级联，信号的路径Vbn2的有无通过Sn决定。图10当微分输出沉降为-800mV时，V。项的连续模式的模拟结果和M22的损耗THA的设计规格为12分贝闭环增益和0.1%或处于90MS/S更好的非线性。微分输出振幅为-800mV~800Mv,并且单端输出振幅为400mV“1.2V。此放大器驱使一个7.5pF的电容性负载。在放大阶段末阶段，切换模式的闭环带宽为78.5MHz,而在连续模式中为185MHz,带宽比为43%,M21对于M2】和M22总和的大小比为V7oOTA的前置放大器有16分贝的增益。图10中的实线显示的是连续模式的瞬时模拟结果，虚线显示的是切换模式的瞬时模拟结果。左右图表分别显示的是微分输出Vg和M22损耗的瞬时脉冲。微分输出沉降为-800mVo当以90MS/S以50%的占空比进行操作时，每一个时钟周期均为11.1ns,且在减去非重叠的

时间后，总的沉降时间为5ns°当THA在连续模式操作时，M?】和M22的过驱使电压为lOOmV,净空电压为50mV。Vxi和V、2均从150mV降到50mV,驱使M21和M22进入三极管区域。相反，则V、2保持在200mVM22在切换模式处于饱和区。被模拟的转换速率Qst,s的改良连续模式更快地达到0.38ns。(b)结果为1.6,但根据(19)计算的Qst*为1.86。这个计算结果只是一个粗略的模拟，但是与模拟结果仍然很合理地相互契合。由于劣势的极点影响和转换速率限制这两个因素，当沉降为非线性时，切换模式的沉降时间为4.56ns,连续模式更快地达到0.38ns。(b)图11在放大阶段，拟议OTA的模拟Pn.a(a)Pgg和Pn“、Wh(b)PM,const和Pg娅h的比率通过使用周期性噪声分析法，噪声功率(Pn,a)被模拟并绘制了如图11(a)所示的折线图，它是一个在放大阶段关于时间的函数。Qn为切换模式时的功率与连续模式时的功率的比率,折线图见11(b),图中清晰地显示了：在5阶段中，由于被减少的THA带宽，功率会更低。在5ns时，THA输出被取样的瞬间，连续模式的功率为2.83Xl(y8v2,切换模式的功率为1.50XIOVoQn为53%并且比带宽要稍微大一点(43%)。这种差异是由两个机械作用的不同而引起的。第一个是从(P4中残留的噪声，与(13)的第一部分描述的类似。这种机械作用可以随着沉降时间的增加而逐渐衰减，如图11(b)所示。另一种是由于在切换模式跨导级的噪声贡献引起的。更小的互导会引起参考输入噪声PSD轻微地增大。(a)(b)ChannelliPeakpeakINLKoffullran«e)ConstantmodeSwitchedmode1o.ow0.07120.08700833O.O940.08540081(c)图12(a)(b)ChannelliPeakpeakINLKoffullran«e)ConstantmodeSwitchedmode1o.ow0.07120.08700833O.O940.08540081(c)图12实物图图13四个信号途径以90MS/S操作的测量值的非线性积分(a)连续模式(b)切换模式(c)INL的峰峰值的总结、实验结果一个被14位ADC跟踪的THA形成一个完整的信号途径。四个相同的信号途径在同一个芯片上是有效的。测试芯片被制作在一个65nm标准的CMOS工序中。实物图片如图12所示。ADC线性被设计和测量为14位的精确度，因此，信号途径的非线性积分(INL)反映了

THA的非线性，这种非线性主要是由沉降误差而引起的。每一个途径的测量值的非线性积分如图13(a)和13(b)所示，并旦每个途径之间的变化可以忽略不计。每一个途径的非线性积分峰峰值己被列出，如图13(c)所示。所有的四个THA在两种模式中都达到了0.1%非线性的目标，而旦在切换模式中的INL被改良，这与模拟预测被改良的沉降是一致的。四个信号途径的输入都是接地的，每一个途径都可以获得一百万的ADC输出取样，取样的标准差与到THA的输出有关，并暗示了总途径的噪声功率(PJ[18]由三部分组成：追踪阶段THA噪声、放大阶段THA噪声和ADC噪声(P.uc)。四个途径的测量值的标准差在表1中被列出。很显然，在切换模式的每一个通途径的噪声功率都比连续模式的噪声功率要更低。图14显示的是其中一个途径的输出的测量值的条形统计图。Channel#StandardChannel#Standarddeviation(nV-rm$)ConstantmodeSwitchedmode1320.4308.92324.1299.733171286.74321.4299.5withmeanremoved(yV>表1四个信号途径的输出的测量值的标准差图14某个途径的输出的测星的条形统计图P『和P.AK需要从总途径的噪声功率中提取出来，以便于得到Ph。在连续模式中，0TA带宽可以通过改变丽而被减少。这些带