1V供电的低噪声带隙基准电压源

1V供电的低噪声带隙基准电压源（节选）KeithSanbornIEEE成员DongshengMaIEEE成员VadimIvanovIEEE成员摘要：本文将会提出一种新的工作电压1V以内的带隙基准电压源，和以前的设计相比，它具有更低的输出噪声，同时对不同的制造过程有着更好的兼容性。这项技术将通过使用反向带隙电压原理（RBVP），使带隙基准工作在1V的低压下。与此同时，在不使用外置滤波器的情况下输出噪声也控制在很低水平。虽然设计时采用的是0.5um的BiCMOS工艺，但是它能与绝大多数的CMOS和BiCMOS工艺很好地兼容。在所有的测试模块和空闲模块中，一个完整的晶圆面积大约是0.4mm2。理论分析和实验结果都显示，在20uA的偏置电流下工作时，输出噪声的频率密度为40nV/Hz。此外，在0.1—10Hz频带下的峰到峰输出噪声仅为4uV。室温下，未经调整的电压基准的平均输出为190.9mV，在-40°C至U125°C之间的平均温度系数在11ppm/°C附近，误差不超过5ppm/C。关键词：BiCMOS低噪声低压噪声测量峰到峰噪声亚1V带隙基准电压温度系数1V供电正文:一、介绍电压基准在模拟电路或者数模混合电路（例如数据整流器和电压调节器）是一个关键性的模块。下面是一个理想电压基准的一些关键要求：（1）输出电压与温度无关；（2）输出电压与输入无关；

可以在一个较宽的输入电压范围内正常工作；输出电压易被测量。一个典型的可以满足上述要求的基准就是带隙基准。据作者所知，这种基准最早于20世纪70年代初在NationalSemiconductor杂志中出现，是由Widlar在研究LM1095-V输出电压调节器时提出的。通过改进，基准的输出电压能被调整至业0V和2.5V。在这两个方案中，我们都是通过把一个与绝对温度互补的电压(CTAT)和一个与绝对温度成正比的电压(PTAT)相加，产生一个与温度系数一阶线性相关的电压，并作为带隙电路的输出电压。这个与温度系数一阶线性相关电压^尺展的产生，可以用表一中所示的带隙基准来解释，这个电路的输出电压为Vref=扁+[R]ARN]匕r1.2V(1)REFBE1kRJkRJTJel—►V.Jel—►V.这里的N是Q2管和Q1管发射极面积的比值。(1)式中的VREF和^VT分别是CTAT和PTAT电压。电路中各个电阻的阻值和上述N的数值应该被恰当得选择，使得CTAT和PTAT电压对温度的影响恰好能够相互抵消。当温度影响被抵消之后，(1)式中vreft值将约等于0开尔文时候硅的频带间隙电压1.2V。尽管上述带隙基准能够满足之前所提到的所有典型要求，它仍然在最小电源电压方面有个缺点。假设表一中放大器的最大输出过驱动电压为200mV，那么此带隙基准所需要的最小电源电压为匕5n2MAX膈+匕w）-1.4V（2）随着新制造工艺下最小特征尺寸的不断减小，在这些工艺下工作的电路元件所需要的电源功率也必须要相应减小，这样才能满足更小的击穿电压需求。因此，可以在1.4V电源电压以内工作的电压基准有着非常广泛的需求。进来，一种新的可以解决低压供电问题的电压基准在一些文献中被提出。这些基准通过产生一个与温度无关的电流，并使它的镜像通过一个电阻，以此产生出一个低于1V的输出电压。这些电路不仅可以再在1V的供电下正常工作，而且在BiCMOS和CMOS工艺下都可以实现。但是由于电路拓扑结构中MOS电流镜的存在，这种基准在平带下有着较高的噪声输出。另外一种通过不同MOS器件的阈值电压加权所产生的低压基准，则使用一个外置的滤波电容来减小噪声。可是这种方法也难以实现，因为所需要的滤波电容太大（超过100nF），以至于很难被集成到芯片里。除此之外，由于会增加系统的成本和体积，我们应当尽量避免使用外置零件。本文中，一种新的带隙基准将被提出，它将能在低^V的电源电压下进行工作。此外，在没有大容值外置滤波电容的情况下，它仍然能很好控制输出噪声。它在BiCMOS和CMOS工艺下都可以很好地兼容。本文的其他内容结构如下。在第二章，我们将回顾一些以前的低压带隙技术，两种低于1V的基准将被详细讨论，分别是电流模式基准和电压模式基准。我们会分析这两种基准所采用的技术和关键性问题。在第三章，我们将给出所设计的方案，包括详细的原理分析和电路图，这一章的后半部分还会有一个和以前技术的简略比较。电路的噪声和功耗的分析则在第四章，这一章同时还提出了相应的优化方案。第五章是仿真结果，用来验证提出的设计方案。第六章主要是研究成果的总结归纳。二、经典低压基准设计方案1.电流模式基准一个传统的带隙基准所需要的输入电压通常要高于其输出电压1.2V。一些文献中已经提出了新的电流模式基准，它们可以在低于1.2V的供电电压下正常工作，同时它们在BiCMOS和CMOS工艺下都可以被实现。通过将CTAT电流和PTAT电流相加，电流模式基准能够产生产生一个与温度无关的电流。随后将这个电流镜像复制并通过一个电阻，就可以得到一个与温度无关的基准电压。这种类型的低压基准具体电路如图二所示，所产生的基准电压为VreFIMODEimod准电压为VreFIMODEimodV]（3）（4）这里的因数M（4）图二.电流模式基准尽管这种电流模式基准有着低压工作和不同工艺可适应性的优点，但是如图二所示，由于电路拓扑结构中PFET电流镜的存在，这种1VH作的低压带隙基准会表现出平带较高和有一定量噪声的缺点。2.电压模式基准作为上面讨论的电流模式基准的补充，这里提出了另外一种1V工作的带隙基准一一电压模式基准。这种基准的输出相当于（1）式中输出电压的一部分。（1）的结论能被变形为Vref=Vref=VBE1+MvVTIn{¥N1IC2J（10）这里的因数(11)(12)MV=R2«6用式（10）除以（11）就能得到一个基准电压VR"VVg=Vbe1+V1In\上NV200mVREF-VMv/"Ic2J(11)(12)公式（12）中的方法采用了反向带隙电压原理（RBVP），和将VBE加到标准电压VT的方法不同，电压模式1V工作的基准是将一个VT电压加到衰减的vbe电压。采用这种技术的电路不需要像图二中M0-M1-M2那样的电流镜。因此，在相同的功率损耗和晶圆面积下，电压模式基准的输出噪声要比电流模式的更小。使用RBVP技术的电压模式基准如图四所示:图四.电压模式基准这个电路的输出电压为TOC\o"1-5"\h\z(R2\(I\VREFVMODE=而VBE1+V4产N|+LR(⑶kR1JVJC2J如果IB1是可以忽略的并且IB2《IC2，那么就有IC产IE2，公式（13）可以化简为\o"CurrentDocument"V,，、…VREF_VMODE-MfE-+"（N）-200mV（14）这里的因数MVMODEMVMODER1(15)很明显的，图四中电路同样使用的是RBVP，所以公式（14）和公式（12）的格式基本相同。三、新设计的1VH作的低噪声电压基准1.电路结构和工作原理为了克服第二章中所提到的种种缺陷，我们提出了一种新型的1V工作的带隙基准电压源。它的电路原理图如图七所示。和前面提到的电压模式基准一样，它的输出电压也是通过RBVP原理产生的。三极管0和电阻R1,R2组成了一个VBE加法器，在节点V1处产生一个电压VEB1。把V1减去VEb2，就能得到基准电压*时new，描述*时new的等式和等式（12）有着基本相同的格式。Vdd1v3bR3nt图七、新设计的带隙基准通过对图七中的电路进行直流分析，我们可以描述它的工作原理。作为分析的结果，我们可以得到V］处的电压:‘1+R2V+LRD1EB1B1kR1JEB1B12（34）根据V1周围的KVL（基尔霍夫电压定律），我们可以得出Q2管的射一基级电流与*时NEW满足等式:V1v3bR3nt图七、新设计的带隙基准通过对图七中的电路进行直流分析，我们可以描述它的工作原理。作为分析的结果，我们可以得到V］处的电压:‘1+R2V+LRD1EB1B1kR1JEB1B12（34）根据V1周围的KVL（基尔霍夫电压定律），我们可以得出Q2管的射一基级电流与*时NEW满足等式:VREF_NEW=V1-VEB2—【B2R4（35）将等式（34）中的V1带入到等式（35）中又可得出kR1)在Q2管的基极和输出节点*EFnew之间加一个电阻R4是为了抵消等式（36）中所示由电流妇带来的误差。如果将电阻R4的值设置为（37）那么等式（36）就被化简为VrefNEW—VrefNEW—VEB1+(VEB1-VEB2)（38）很明显的，这里IBJIB2的数值需要对温度和输入电压保持无关，这样才能将（36）式中IB1所引起的误差降到最低。如果R2和R4不匹配的话，就没办法完全消除（36）中的误差项。同样，如果IB1/IB2的值随着温度和输入电压变化的话，误差项也没办法完全消除。即使电阻R4不能完全消除IB1的误差，它也能使电流11和12不必始终大于IB1，这也是为了将误差项最小化。除此之外，这种方法非常易于实现，而且也不会增加额外的电流损耗。式（38）中射基极电压差值能被三极管Q1和Q2的集电极电流IC1和IC2代替，其转换方式如下:（39）（40）Veb1-Veb2="］扫N）将式（39）代入到式（38）中，基准电压的值就可以表示为Vrefnew=fR]Veb1+"f毕N-kR1)kLC2)（39）（40）这里的N是Q2和Q1发射极面积的比值。假设图七中运算放大器的输入偏置电流是可（41）以忽略的，那么IC1的值可以被节点V3周围的KCL（基尔霍夫电流定律）等式所取代:ic1成（42）ic2的值则可以由节点*EFnew处的KCL等式得到:（41）（42）Ic2=13-Ib2通过观察图七中的电路又可以得知1通过观察图七中的电路又可以得知13=*（43）将式（43）代入式（42）中可以简化Ic2:(44)再将式（41）和（44）代入式（40）中，Vrefnew的值就被表示为VrefnewVebi+"(45)VNEW_JB2R3aREF_NEWB2图七中的运算放大器和PFET电流源M0(44)再将式（41）和（44）代入式（40）中，Vrefnew的值就被表示为VrefnewVebi+"(45)(46)V3-VREF_NEW(46)将式（46）代入式（45）中可以简化Vrefnew的表达式为VrefnewRVeb1+lR1VrefnewRVeb1+lR1)EB11VTJn(47)又因为VREF_NEW》JB2R3a，所以式（47）又可以简化为VREF_NEW.MVEB1+'FEW(R3b)VIn——NTlR3a)总200mV(48)这里的因数MNEWR1MNEWR1MNEWr2(49)对比式（48）和式（12）我们可以发现当R3a—R3b的时候两式式完全相等的。这也证明了图七中电路所使用的确实也是RBVP原理。由图七中电路输出支路的KVL分析可知输入电压（V。/和VREFnew是紧密相关的。其关系如下:(50)VUVREF_NEW+JB2R4+VEB2+Vga,这里的VSD0，皿是电流源M0的源漏饱和电压。如果JB2R4可忽略并且在我们关心的温度范围内VEB2和Vsm,皿的最大值分别为600mV和200mV，那么由式（50）和式（48）所能得出的电路的最小输入电压（V。。,min）应当为V如,min>1V。因此，所设计的基准电路有能力在输入电压低至1V的情况下进行工作。(50)由于电阻R1和R2之间，R3a和R3b之间，R2和R4之间存在着失配，所以基准源

的输出电压和式（47）中的理论值会有偏差。同样的，图七中的运放输入偏置电压也存在误差（V°s）。对图七中的电路进行直流分析，我们可以求出上述各种偏差对基准输出电压的影响。首先把各个电阻的失配用下面的式子进行描述：=(1+Ax1)['kR1R3aR3bxx=(1+Ax2)R4x=(1+Ax1)['kR1R3aR3bxx=(1+Ax2)R4x~R2=(1+Ax3)（51）（52）（53）这里的Ax1，Ax2，以及Ax3分别是理想状况下R2/R1，R3a/R3b，以及R4/R2的比值。放大器的输入失调电压会使式（46）实际变成（54）这里的V3狈4和Vref狈4分别是考虑运放输入失调时候图七中的V3和Vrefnew。实际的基准输出电压*EF幽受各个误差的综合影响，可以表示为：VrefAXi=Vrefnew+VM'T，2,3,4（55）这里的Vrefnew是理想状况下由式子（47）所得出的输出电压，Vax1-V故3分别是根据式（51）一（53）推算出的电压误差。误差项九4则是由（54）中的V°s项得来的。在理想状况下，电阻R4的阻值应当满足（37）中的条件，这样就使得kR3a人（56）假设Vrefnew》IB2R3b并且P2/（P2+1）牝1，那么各个电阻的失调对基准输出电压的影响近似如下:JViEB1Vax1*R1_Vt(1+Ax1)R2VREF_NEW（57）-(SVref+R4N叫Vrefnew(P2+1)R3b」，……V1+(Ax2)[vT+VREF_NEWR4]-fR2Yvt，(P2+DR3bkR11VIiI^F_NEWJ（58）-(Ax3)(。2+1)R3bR4(Ax3)

(p2+1)R3b(59)"+R21+与"R1人Vref_new)PiR3a」][-^-*R人VREF_NEW(60)如果电阻R1和R2是用相同的材料所构成的，那么（57）的分母可近似认为是与温度无关的，因为R1/R2》匕/Vrefnew。这表明由于分子中存在的VEB1项，V故1对温度的关系是CTATS的。同时由于R1/R2》VEB1，所以误差电压VAX1的数值非常小。由于p2和VREFNEW的原因，（58-(Ax3)(。2+1)R3bR4(Ax3)

(p2+1)R3b(59)"+R21+与"R1人Vref_new)PiR3a」][-^-*R人VREF_NEW(60)如果电阻R1和R2是用相同的材料所构成的，那么（57）的分母可近似认为是与温度无关的，因为R1/R2》匕/Vrefnew。这表明由于分子中存在的VEB1项，V故1对温度的关系是CTATS的。同时由于R1/R2》VEB1，所以误差电压VAX1的数值非常小。由于p2和VREFNEW的原因，（58）和（59）中分母的右半部分均远远小于1。因此有八c、“R4IV-(AX2)*+丽REFNEW*P2+1)(61)*R3b人REFNEW

P2+1J(62)2.和经典方案的对比和第二章中提到的经典带隙基准相比，这种新式的基准有着不少优点。其中之一就是集电极电流的温度系数被很好定义了。由于集电极电流IC1和IC2是受图七中的反馈环控制的，所以本设计里MneW^计算和第二章第二小节里该因数的计算式不一样的。根据（40）

和（48）中所示的自然对数式，有(63)上~R3bIC2R3a参考文献【12】中提到集电极电流是由VBE1或基准电压影响的，参考文献【15】提到集电极电流由VBE1影响，而这个结果表明集电极电流是由电阻R3a和R3b所决定的。除此之外，电流IC1IC2和（41）（44）中的Vrefnew是成比例的。这表明它们是与温度无关的。这些就使得在不依靠电脑模拟和精确的模型频繁实验的条件下，我们就可以很简单地得到MNEW的值。(63)第二个优点是这个基准的核心三极管Q1在工作时可以远离深饱和区。文献【12】中电路提到的一个很大缺陷就是Q1管工作在深饱和区，这导致基准的输出电压会随着基极电流IB1的增加有较大波动。图七中所示电路里的Q1管则可以工作在放大区，这里Q1处的集基级电流为通过观察电路可知将（34）和（46）代入VCB通过观察电路可知将（34）和（46）代入VCB1=VEB1-VeC1VEC1=V1-V3（65）中，则Vec1的计算式变成了VEC1-EB1REF_NEW（64）（65）（66）假设电流IB1可以忽略不计，那么将（48）和（66）代入（64）中可得（67）通过使用（67）来代入（29）一（31）中的VBC，可知IC1，IE1的减小量以及IB1的增大量是对下式成比例的：（68）exp[Vcb1]-1=N[R3b]-1

1Vr71R3a7（68）式（68）的结果表明如果电阻R3a和R3b是使用相同材料构成（有着相同的温度系数），那么随着VCB1的改变，相应发生的IC1，IB1以及IE1的改变时保持与温度无关的。Q1的基极极电压VBC1是用（32）来表示的，把（32）中的*°带入（29）—（31）左右中，可知IC1，IE1的减小量以及IB1的增大量是对下式成比例的：

exp"Vbc1'

IVrJ-1=exprVbe1*REF_vmode]"VrJ-1(69)这个结果表明，由于指数项里的*矶和匕是随温度变化的，所以随着*以的变化，相应的，Ic1，IB1以及IE1的改变量也是随温度变化的。除此之外，（68）和（69）的结果表明，文献【12】中Q1的基集极电压比本文设计的Q1的集基极电压对集电极，基极，射极电流影响更大，因为exprVBE1-VrefVMODE}"VtJN(70)上述分析表明，比起文献【12】中的电路，图七中的电路更好地控制了式（36）中IB1的误差。因此，由电路中元件失配引起的Q1管的咋以和VEB1的变化不会明显阻碍电阻R4的作用一一抵消（36）中exp"Vbc1'

IVrJ-1=exprVbe1*REF_vmode]"VrJ-1(69)这个结果表明，由于指数项里的*矶和匕是随温度变化的，所以随着*以的变化，相应的，Ic1，IB1以及IE1的改变量也是随温度变化的。除此之外，（68）和（69）的结果表明，文献【12】中Q1的基集极电压比本文设计的Q1的集基极电压对集电极，基极，射极电流影响更大，因为exprVBE1-VrefVMODE}"VtJN(70)上述分析表明，比起文献【12】中的电路，图七中的电路更好地控制了式（36）中IB1的误差。因此，由电路中元件失配引起的Q1管的咋以和VEB1的变化不会明显阻碍电阻R4的作用一一抵消（36）中IB1的误差项。除了上述优点之外，所设计电路还与低功耗N阱CMOS工艺相兼容。它使用PNP三极管来产生核心电路的电压VEB1和VEB2。和【12】【15】中采用的NPN管不同，PNP三极管在现代的低功耗N阱CMOS工艺中可以通过P型衬底进行横向设计。最后，比起以前所用的基准电压源，我们的设计里是没有集电极电流的不匹配的。Q1管和Q2管将有相同的射基极电压，由于基区宽度调制，使得集电极电流的误差和失配减到最小。一个PNP双极型晶体管的集电极电流（I。）是和射集极电压以及引用文献【1，p.19】中的欧拉电压（匕）有关的:Ic=ISexp（71）将（71）中的Veb1和Veb2代入（38）中，再加上使用（41）（44）和（46）式可知"1+Vec2'―V^1+Vc1"、J（72）因此，在这个基准里，由欧拉电压、导致的妇和IC2之间的失配就被消除了。而在【12】和【15】中的电压模式基准里，Q1和Q2的集射极电压并不相等，所以由于欧拉电压的存在，集电极电流IC1和IC2会存在误差和失配。四、设计优化（略）五、仿真结果（略）六、总结上面提供了一个新型的1V下工作，静态电流仅20uA的带隙基准电压源，它的输出电压为190.91mV±1.083mV，在—40。°到+125°C之间的平均温度系数约为11.04ppm/°C。不仅有着非常优良的温度系数和未经调整的精度，在没有外置电容的情况下它仍然能将输出噪声控制得很低。平带输出噪声的频谱密度是40nV/Hz，转折频率则是20Hz。此外，所设计基准从0.1到10Hz的峰峰输出噪声为4uV，它的标准电压调整率为-86dB。最后，这个电路所采用的技术使它能以最小的改造在各种不同的工艺之间移接，例如BiCMOS和CMOS。参考文献：P.R.GrayandR.GMeyer,AnalysisandDesignofAnalogIntegratedCircuits,3rded.NewYork:Wiley,1993.R.J.Widlar,“NewdevelopmentsinICvoltageregulators,”IEEEJ.Solid-StateCircuits,vol.SC-6,no.1,pp.2-7,Feb.1971.K.E.Kuijk,“Aprecisionreferencevoltagesource,”IEEEJ.Solid-StateCircuits,vol.SC-8,no.3,pp.222-226,Jun.1973.A.P.Brokaw,“Asimplethree-terminalICbandgapreference,”IEEEJ.Solid-StateCircuits,vol.SC-9,no.6,pp.388-393,Dec.1974.H.Banbaetal.,“ACMOSbandgapreferencecircuitwithsub-1-Voperation,”IEEEJ.Solid-StateCircuits,vol.34,no.5,pp.670-674,May1999.P.Malcovatietal.,“Curvature-compensatedBiCMOSbandgapwith1-Vsupplyvoltage,”IEEEJ.Solid-StateCircuits,vol.36,no.7,pp.1076-1081,Jul,2001.K.N.LeungandP.K.T.Mok,“Asub-1-V15-ppm/CCMOSbandgapvoltagereferencewithoutrequiringlowthresholdvoltagedevice,”IEEEJ.Solid-StateCircuits,vol.37,no.4,pp.526-530,Apr.2002.K.N.LeungandP.K.T.Mok,“ACMOSvoltagereferencebasedonweightedAVGSforCMOSlow-dropoutlinearregulators,”IEEEJ.Solid-StateCircuits,vol.38,no.1,pp.146-150,Jan,2003.E.A.Vittoz,“Verylowpowercir