高压高效率同步降压变换器功率级电路的分析与设计

国内图书分类号：TN453国际图书分类号：621.38西南交通大学研究生学位论文高压高效率同步降压变换器功率级电路的分析与设计年级二○○六级姓名耿铭慈申请学位级别硕士专业微电子与固体电子学指导教师冯全源教授二○○九年三月ClassifiedIndex:TN453U.D.C:621.38SouthwestJiaotongUniversityMasterDegreeThesisANALYSISANDDESIGNOFPOWERSTAGESINHIGH-VOLTAGE,HIGH-EFFICIENCYSYNCHRONOUSBUCKCONVERTERGrade:2006Candidate:GengMingciAcademicDegreeAppliedfor:MasterSpecialty:Microelectronics&Solid-StateElectronicsSupervisor:Prof.FengQuanyuanMarch,2009西南交通大学学位论文版权使用授权书本学位论文作者完全了解学校有关保留、使用学位论文的规定，同意学校保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版，允许论文被查阅和借阅。本人授权西南交通大学可以将本论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复印手段保存和汇编本学位论文。本学位论文属于1．保密□，在年解密后适用本授权书；2．不保密□，使用本授权书。（请在以上方框内打“√”）学位论文作者签名：指导老师签名：日期：日期：西南交通大学学位论文创新性声明本人郑重声明：所呈交的学位论文，是在导师指导下独立进行研究工作所取得的成果。除文中已经注明引用的内容外，本论文不包含任何其他个人或集体已经发表或撰写过的研究成果。对本文的研究做出贡献的个人和集体，均已在文中作了明确的说明。本人完全意识到本声明的法律结果由本人承担。本学位论文的主要创新点如下：本文所采用的设计理论和电路，旨在改善高压同步Buck变换器的效率和瞬态响应，使其能够满足通信系统中分布式电源的应用需求，所做的创新性工作有：1．全文针对高压同步Buck变换器的功率级电路进行全面分析和设计，并结合设计指标实现了各功能；2．基于实际的器件参数，以仿真结果验证了同步Buck变换器损耗的计算公式以及驱动电路的优化理论。西南交通大学硕士研究生学位论文第I页摘要在高端电信和网络设备中，分布式DC-DC开关电源供电已成为主流应用方式。该方式通常需要将24V或-48V的母线电压转换为板内系统所需的高功率低电压电源，要求DC-DC开关电源具有宽范围输入电压、低纹波输出电压、大功率密度、高效率等特点。因此本文专注于高压同步降压型DC-DC变换器(Buck的功率级电路，重点讨论功率损耗、参数优化以及效率问题。本文首先针对通信系统中的分布式电源，分析了DC-DC开关变换器，尤其是同步Buck变换器的应用需求，在此基础之上提出了本文所要设计的一款同步Buck变换器的指标：5V～24V输入电压、0.925V～20V可调输出电压、5A最大负载电流和340kHz开关频率。接着，从功率器件PowerMOSFETs的特性入手，结合同步Buck变换器的工作原理，对所要设计的功率级电路进行了模块化的分析与设计，包括芯片外部的无源器件、集成的PowerMOSFETs、驱动电路、自举电路、电平位移电路和反向限流电路。分析与设计的具体内容有：PowerMOSFETs的工作过程、电感和电容的参数选取、功率损耗的来源与计算、驱动电路参数的优化设计、自举充电过程、高低压接口电路的电平转换设计、反向电感电流的限制策略。最后，基于所设计的功率级电路，结合控制系统的宏模型，完成了对整个同步Buck变换器效率和瞬态响应的性能测试，实现了提出的宽范围输入电压、低纹波输出电压、大负载电流以及高效率的设计目标。此外，文中还对同步Buck变换器特有的寄生体效应二极管、并联肖特基二极管、死区时间、贯通电流、平坦电势等现象进行了必要的分析与讨论。本文所构建的功率级电路的晶体管模型为UMC0.6umBCD工艺，仿真工具采用了HSPICE。关键词：同步降压变换器；功率；高压；高效率AbstractForadvancedtelecomandnetworkfacilities,applicationsofdistributedDC-DCswitchingpowersupplieshavebecomeprevalent.Theseapplicationsrequirethatbusbarvoltage(24Vor-48Vshouldbeconvertedtolow-voltage,high-powersupplyfortheon-boardsystem.Therefore,DC-DCswitchingpowersupplyhavethefeaturesofwide-rangeinputvoltage,low-rippleoutputvoltage,high-powerdensityandhighefficiency.Thisdissertationfocusesonthepower-stagecircuitsofhigh-voltagesynchronousBuckconverter,withemphasisonpowerlosses,parameteroptimizationandefficiency.Inthefirstplace,somerequirementsofDC-DCconvertersareanalysedforthedistributedpowersupply(DPSincommunicationsystem.Basedontheserequirements,thekeyspecificationsofasynchronousBuckconverterareproposed:5V~24Vinputvoltage,0.925V~20Vadjustableoutputvoltage,5Amaximumloadcurrentand340kHzswitchingfrequency.Secondly,eachpower-stagemoduleisdesignedbyanalysingpowerMOSFETs’featuresandprinciplesofsynchronousBuckconverter,suchasexternalpassivecomponents,integratedpowerMOSFETs,driver,bootstrappedcircuits,level-shifterandreversecurrentlimitingcircuits.Atthesametime,powerMOSFETs’switchingprocedure,inductorandcapacitor’sparameterselection,sourcesandcalculationsofpowerlosses,driver’sparameteroptimization,bootstrapchargingprocess,high-voltageinterfacesbetweenCMOSandDMOS,andreversecurrentlimitingstrategyareincludedinthispart.Finally,tocombineabove-designedcircuitswiththemacromodelofcontrollingsystem,efficiencyandtransientresponsearetestedforsynchronousBuckconverter.Theresultsshowthatthedesignobjectivesarerealized.Besides,parasiticbodydiode,parallelschottkydiode,deadtime,shoot-throughcurrentandplatvoltagepotentialarealsodiscussedinthisdissertation.UMC0.6umBCDprocessisusedtosimulatethepower-stagecircuits.SimulationtoolisHSPICE.Keywords:SynchronousBuckConverter,Power,High-Voltage,High-Efficiency目录摘要...................................................................................................................IAbstract................................................................................................................II第1章绪论.......................................................................................................11.1课题背景...............................................................................................11.2国内外研究现状与成果........................................................................21.3本文的主要工作....................................................................................3第2章PowerMOSFETs和同步Buck变换器................................................52.1PowerMOSFETs的物理特性...............................................................52.1.1LDMOS..............................................................................................52.1.2VMOS................................................................................................72.1.3UMOS................................................................................................72.2LDMOS的导通特性.............................................................................82.2.1导通电阻............................................................................................82.2.2体效应二极管....................................................................................82.3LDMOS的开关特性.............................................................................92.3.1电容...................................................................................................92.3.2其他动态元件..................................................................................102.4Buck变换器的工作原理....................................................................112.4.1基本拓扑结构..................................................................................112.4.2同步Buck变换器的连续工作模式................................................122.4.3非同步Buck变换器的非连续工作模式........................................152.5PowerMOSFETs的导通和关断过程.................................................162.5.1高端MOSFET的导通和关断过程.................................................162.5.2低端MOSFET的导通和关断过程.................................................172.6外部无源器件的参数选取..................................................................182.6.1电感的参数选取..............................................................................182.6.2电容的参数选取..............................................................................19第3章高压同步Buck变换器功率级电路的设计.......................................213.1电感和电容参数的确定......................................................................213.2PowerMOSFETs的设计.....................................................................223.2.1PowerMOSFETs的电气参数.........................................................223.2.2PowerMOSFETs的开关过程.........................................................233.3自举电路的设计..................................................................................243.3.1自举电路的需求分析......................................................................243.3.2自举充电电路的设计......................................................................253.4驱动电路的参数设计与验证..............................................................273.4.1驱动电路的传输迟延......................................................................283.4.2驱动电路的功耗..............................................................................293.4.3驱动参数优化理论的验证..............................................................303.5电平位移电路的设计..........................................................................323.5.1电平位移电路的需求分析..............................................................323.5.2Level-up电路..................................................................................333.5.3Level-down电路.............................................................................343.6死区时间的控制..................................................................................353.7反向限流电路的设计..........................................................................363.7.1反向限流的需求分析......................................................................363.7.2反向限流机制的设计......................................................................363.7.3反向限流比较器的设计..................................................................37第4章同步Buck变换器的损耗分析与效率验证........................................404.1损耗来源分析......................................................................................404.1.1外部电感和电容的功率损耗..........................................................404.1.2高端MOSFET的功率损耗.............................................................404.1.3低端MOSFET的功率损耗.............................................................414.1.4同步Buck变换器的效率................................................................424.2效率的仿真验证..................................................................................424.3肖特基二极管对效率的改善..............................................................454.4反向限流对瞬态响应的影响..............................................................464.5整体工作特点的仿真验证..................................................................47结论与未来的工作.............................................................................................49致谢................................................................................................................50参考文献............................................................................................................51攻读硕士学位期间发表的论文.........................................................................57第1章绪论1.1课题背景随着现代集成电路(IC生产工艺的改进，超大规模集成电路(VLSI所需硅片的面积越来越小，集成度也越来越高，依据IC业界的摩尔定律，这一趋势仍在继续。在不到十年的时间内，CPU的生产工艺已从0.35um发展到65nm，集成度从几十万门到上亿万门晶体管，时钟频率从MHz提升到GHz，供电电压从当初的5V下降到现在的1.8V，然而所需电流却大幅增加[1-5]。这种低电压、大电流的发展趋势必然导致对芯片供电电源提出极为严格的要求，通信设备、计算机领域由于大量采用集成芯片，这些要求更显得重要。现代通信设备，不论大型固定交换系统还是移动通信或是专网的集群通信系统，通常前级是从-48V通过隔离电源或电源模块得到12V或24V输出[6][7]，也有采用3.3V或5V的输出。目前基于先进电信计算平台(ATCA通信系统大多采用12V的中间母线架构，然后再由降压型开关变换器将12V向下转换为5V、3.3V、2.5V、1.8V、1.25V等多种不同的电压[8]，以满足系统板上的微处理器、DSP、FPGA、ASIC等数字芯片的电源要求。随着对通信系统可用度要求的提高，需要采用更高可靠性的供电方式。在这种趋势下，最理想的做法，便是每块板有一个独立的DC-DC电源进行供电，即采用分布式供电方式[9-11]，因为DC-DC电源的分散度越高，工作电流越低，配电的压降也就越低，就适合低压应用了。现代通信系统越来越多的采用超大规模集成电路，分布式电源供电已成为主流应用方式，这里的关键问题是对每块线路板所采用的DC-DC电源模块的考虑，一般有以下要求：1．宽范围输入电压、低纹波输出电压的要求：通信系统中的DC-DC变换器除了能够工作在24V或12V规格电压下，在规格之内或之外的宽范围输入电压下也应该正常工作，这样有利于产品用途的多样性和通用性。另外，由于芯片供电电压的降低，要求开关电源模块的纹波噪声相应下降，这对高频开关电源来说也是一大难题。相对而言，低纹波的电源模块还是有相应的厂商能提供，例如TI、NS、Maxim、MPS等知名厂商均有种类繁多的产品。2．大功率密度对工艺的要求：由于DC-DC变换器工作在24V以上的输入电压和大负载电流的条件下，据文献[2]描述，微处理器的从电源吸入的电流将达到30A至50A。因此，要处理如此大的功率，对DC-DC变换器的功率级电路提出了更高的设计要求。不仅需要耐高压的功率型晶体管，还需要将其与普通的BiCMOS器件集成在同一片上。3．高效率的要求：随着集成电路工艺的不断改进，MOSFETs的工作频率越来越高，导通电阻越来越小，而软开关控制技术的发展、同步整流技术的应用使得DC-DC开关电源的损耗越来越少，效率越来越高。高效意味着电源产生的热量少，可靠性更高。目前，市场上用于通信系统的DC-DC变换器的效率已经达到90%以上，甚至更高。设计者应该优先选择高效率的电源模块。1.2国内外研究现状与成果由于是给微处理器、DSP、FPGA以及ASIC等低电压芯片供电，因此通信系统的分布式电源中多采用降压型DC-DC变换器，即Buck变换器。为了减小电源模块的体积，包括驱动和功率型晶体管在内的高压部分，已经与低压部分的模拟放大器和数字控制电路集成在同一片上了[12][13]。未来的发展趋势是将电感和电容这样的储能元件也像晶体管一样集成到片上，这依赖于电感和电容的高密度集成以及DC-DC变换器工作频率的极大提高[14]。对于集成的功率型晶体管，功率型金属氧化物场效应晶体管(下称PowerMOSFETs获得了广泛的应用，原因主要有三点：第一，PowerMOSFETs是压控器件，这使得它的栅极驱动电路比双极性晶体管要简单的多；第二，在导通瞬间，PowerMOSFETs能够同时承受高压和大电流而不会出现器件失效；第三，PowerMOSFETs容易多个并联使用，而且导通电阻随器件尺寸的增大而减小。然而，PowerMOSFETs上的损耗也是DC-DC变换器损耗的主要来源，有导通损耗、开关损耗、栅极损耗等，如何估算这些损耗，预测DC-DC变换器的效率，R.K.Williams等人做了大量工作[15-20]。文献[15]在扩散型功率MOSFETs(PowerDMOSFETs的导通损耗、栅极驱动损耗、输出电容损耗和开关损耗之间进行了折衷优化；L.Spaziani和S.Deuty都对Buck变换器中MOSFETs的性能进行了研究，以满足微处理器的用电需求[16][17]；文献[18]提出了一种适合于同步Buck变换器的PowerMOSFETs的二维物理模型；文献[19]则提出了一种低摆幅的栅极驱动技术来改善高频Buck变换器的效率；文献[20]着重讨论了同步Buck变换器开关损耗的理论计算方法。此外，文献[21]和文献[22]还专门对体效应二极管引起的反向恢复损耗进行了研究。PowerMOSFETs的工作性能直接决定了DC-DC变换器的效率，而PowerMOSFETs的工作还需要片内其他功率级电路的保证，其中包括了自举升压、死区时间控制、电平位移和反向限流等。其中，文献[23]和文献[24]都采用BiCMOS设计了两种具有自举功能的栅极驱动电路，以满足同步Buck变换器中N型开关管的驱动电平需求；MingKong等人设计的自举驱动电路还具有高的电压转换速率[25]。此外，死区时间的重要性在设计中往往容易被忽视，文献[26]系统的讨论了死区时间对同步Buck变换器效率、环路增益和系统稳定性之间的影响，文献[27]则设计了一种基于占空比最小化技术的死区时间控制器来提高转换效率。同时，Jean-FrancoisRichard等人设计了一种专门用于CMOS与DMOS之间的高低压接口电路[28]。由此看来，对于集成了PowerMOSFETs的DC-DC变换器，功率级电路的设计至关重要，需要对工作过程中不同时刻的工作状态和参数关系进行详细的讨论与分析，而这也正是本文的研究重点所在。1.3本文的主要工作本文针对通信系统中分布式电源的应用环境，以高压高效率同步Buck变换器的功率级电路为设计目标，系统的分析了各自的功能和损耗，从而完成了电路与系统的方案设计，总结了与损耗有关的参数优化方法，并将其应用于表1-3-1所示的设计指标之下。采用UMC0.6umBCD工艺实现了该同步Buck变换器，利用HSPICE进行了系统级的仿真验证，系统的效率最高可达到92%。全文共分四章，各章主要内容概述如下。第1章交待了本文的选题背景，介绍了国内外的研究现状和成果，明确了设计目标。第2章包含两部分内容，第一部分对PowerMOSFETs的物理特性、导通特性和开关特性进行了必要的阐述，第二部分则简要介绍了同步Buck变换器的工作原理、开关过程和拓扑器件的参数选取，本章内容为后两章实际电路的设计与仿真提供理论依据和指导。第3章就各功率级电路展开了详细的理论分析、方案设计、公式推导和仿真验证，包括PowerMOSFETs、自举电路、驱动电路、电平位移电路和反向限流电路。第4章则关注于同步Buck变换器的功率损耗、转换效率和瞬态响应，并通过仿真和对比来说明问题。结尾总结了全文的主要工作，并对有待改进的后续工作提出了建议。表1-3-1本文提出的同步Buck变换器的主要设计指标输入电压输出电压负载电流开关频率PowerMOSFETs5V~24V0.925V~20V可调片上集成第2章PowerMOSFETs和同步Buck变换器2.1PowerMOSFETs的物理特性为了满足节能和降低系统功率损耗的需求，需要更高的能源转换效率，这些与时俱进的设计规范要求，对于电源转换器设计者会是日益严厉的挑战。为应对此需求，除使用各种新的转换器拓扑与电源转换技术来提高电源转换效率之外，新式功率组件在高效能转换器中所扮演的重要角色，亦不容忽视。其中，PowerMOSFETs目前已广泛应用于各种电源转换器[29]。PowerMOSFETs是一种用于处理较大功率的特殊的金属氧化物场效应晶体管。与其他的功率型半导体器件相比，如绝缘栅双极晶体管IGBT、半导体闸流管等，PowerMOSFETs具有开关速度高、开关损耗小、可多个并联使用等优点，且它可以在普通CMOS工艺的基础上加工处理得到，因此大大降低了工艺成本。在DC-DC开关电源中，功率级最常用的PowerMOSFETs是双扩散型MOSFETs，简称DMOS(Double-DiffusedMOSFETs。2.1.1LDMOSDMOS与CMOS器件结构类似，也有源、漏、栅等电极，但是漏端击穿电压高。DMOS主要有两种类型，垂直双扩散金属氧化物半导体场效应管VDMOS(VerticalDouble-DiffusedMOSFETs和横向双扩散金属氧化物半导体场效应管LDMOS(LateralDouble-DiffusedMOSFETs。DMOS器件是由成百上千个单一结构的DMOS单元所组成的。这些单元的数目是根据一个芯片所需要的驱动能力所决定的，DMOS的性能直接决定了芯片的驱动能力和芯片面积。对于一个由多个基本单元结构组成的LDMOS器件，其中一个最主要的考察参数是导通电阻，用Rds(on表示。导通电阻是指在器件工作时，从漏到源的电阻。对于LDMOS器件应尽可能减小导通电阻，就是BCD工艺流程所追求的目标。当导通电阻很小时，器件就会提供一个很好的开关特性，因为漏源之间小的导通电阻，会有较大的输出电流，从而可以具有更强的驱动能力。DMOS的主要技术指标有：导通电阻、阈值电压、击穿电压等。在功率应用中，DMOS技术具有很多优点，包括大电流驱动能力、低Rds(on和高击穿电压等。LDMOS由于更容易与CMOS工艺兼容而被广泛采用，本文所采用的UMC0.6umBCD工艺中的PowerMOSFETs均为LDMOS。LDMOS器件结构如图2-1-1所示，它是一种双扩散结构的功率器件。这项技术是在相同的源/漏区域注入两次，一次注入浓度较大的砷(As，另一次注入浓度较小的硼(B。注入之后再进行一个高温推进过程，由于硼扩散比砷快，所以在栅极边界下会沿着横向扩散更远(P-well，形成一个有浓度梯度的沟道，它的沟道长度由这两次横向扩散的距离之差决定。为了增加击穿电压，在有源区和漏区之间有一个漂移区(N-driftregion。LDMOS中的漂移区是该类器件设计的关键，漂移区的杂质浓度比较低，因此，当LDMOS接高压时，漂移区由于是高阻，能够承受更高的电压。LDMOS的多晶扩展到漂移区的场氧上面，充当场极板，会弱化漂移区的表面电场，有利于提高击穿电压。图2-1-1LDMOS器件结构示意图[30]-[32]对LDMOS而言，外延层(N-epi.的厚度、掺杂浓度、漂移区的长度是其最重要的特性参数。我们可以通过增加漂移区的长度以提高击穿电压，但是这会增加芯片面积和导通电阻。高压DMOS器件耐压和导通电阻取决于外延层的浓度、厚度及漂移区长度的折中选择。因为耐压和导通阻抗对于外延层的浓度和厚度的要求是矛盾的。高的击穿电压要求厚的轻掺杂外延层和长的漂移区，而低的导通电阻则要求薄的重掺杂外延层和短的漂移区，因此必须选择最佳外延参数和漂移区长度，以便在满足一定的源漏击穿电压的前提下，得到最小的导通电阻。2.1.2VMOS如图2-1-2所示，VMOS因电流流经“V”型沟道而得名。尽管VMOS是第一种用于商业化量产的PowerMOSFETs[33]，但是它在使用时会在“V”型沟道末端产生很强的电场，因此现已被DMOS逐渐取代。2.1.3UMOS如同VMOS，UMOS的得名来源于栅极区域下的“U”型沟道，如图2-1-3所示。位于漂移区(N-driftregion的栅氧化层(Gateoxide的弧角是等方形刻蚀形成的[33]，因此它的氧化层末端不像VMOS那样尖锐。为了防止栅氧化层由于电场在弧角处聚集而引起的器件损坏，体区(P-body需要做的足够深，且底部的掺杂浓度要足够高，这样以确保电压击穿首先发生在体区和漂移区之间。所以，电压被有效箝制，从而减小了栅氧化层厚度。文献[34-37]对UMOS的电气特性和优点进行了详细分析和阐述。图2-1-2功率型VMOS结构示意图图2-1-3功率型UMOS结构示意图2.2LDMOS的导通特性2.2.1导通电阻器件工艺和结构决定器件性能，由于LDMOS采用了附加的工艺步骤，形成了不同于普通CMOS器件的特殊结构。因此，如图2-1-1所示，LDMOS的导通电阻Rds(on并不像普通CMOS那样简单，它实际上是源漏之间几个区域的电阻串联而成的[38]，即：(SchacspshDDSonRRRRRRR=+++++(2-2-1其中，RS为源极电阻，Rch为沟道电阻，Rac为场极板下积累层的电阻，Rsp为电流分散引起的扩散电阻，Rsh为漂移区的体电阻，RD为漏极电阻。由于LDMOS的漂移区是一个阱，阱的底部和左侧都是耗尽层，而且场极板对漂移区电阻也有影响，所以漂移区电阻的计算非常复杂，很难用解析的方法算出，即使能算出来也是非常繁杂的，看不出电阻和结构参数以及外加电压的直接关系，不能给实际的设计工作起到指导作用，因此工程上采用数值模拟的方法对高压LDMOS各部分电阻进行模拟[39]。2.2.2体效应二极管尽管MOSFETs的工作原理只要求源端接触高浓度的N+区，但是通过图2-1-1可以发现，LDMOS的源端既与N+区接触，也与P+注入区接触。如此，在N型注入的源端和漏端便形成了一个悬浮的P型区域，等效于一个没有基极接触的NPN管。类似于闩锁效应，当有大的漏极电流使漏源的导通电压达到几伏时，这个寄生的NPN管将会被触发，使LDMOS不再可控。P+注入区与源端的接触将寄生NPN管的基极与发射极短路，从而防止了这种类似闩锁的现象，其物理特性可以等效为一个二极管，源端为阳极，漏端为阴极。这个等效二极管就是LDMOS的体效应二极管(BodyDiode，它使得LDMOS只能在一个方向上阻塞电流。在后面的分析中将会看到，这个体效应二极管极大的影响着同步Buck变换器的开关过程以及LDMOS的工作损耗。2.3LDMOS的开关特性PowerMOSFETs的单极特性使之能够有很高的开关速度，但是另一方面，高压大电流的DC-DC开关电源需要很大尺寸的开关管，其内部较大的寄生电容又限制了开关速度，因为这些电容在开关期间必须充电或放电。由于PowerMOSFETs的栅极电容的充电电流受驱动电路所限，因此上述充放电过程是相对较慢的，对开关电源的功耗和效率都有显著的限制。图2-3-1LDMOS中主要的寄生参数示意图[40]2.3.1电容LDMOS中主要的寄生参数如图2-3-1所示，而通常情况下，PowerMOSFETs的数据手册中给出的寄生电容参数是Ciss(漏源短接时的输入电容、Coss(栅源短接时的输出电容和Crss(栅源短接时的氧化层反向电容，这三个参数与图2-3-1中的参数之间的关系为：issgsgdCCC=+(2-3-1ossgddsCCC=+(2-3-2rssgdCC=(2-3-3工程上常采用Ciss、Coss和Crss因为它们直接可以通过测量得到，而Cgs、Cgd和Cds更符合器件的实际物理特性。由于LDMOS的源和漏是非对称的，且栅极下存在漂移区和外延层的特殊结构，所以，如图2-3-2所示，LDMOS的栅极电容呈现出与普通CMOS截然不同的特性：1.LDMOS在从关断到导通的过程中，Cgd先于Cgs上升；2.导通时，Cgd在Cgs上升后开始下降；3.栅极总电容Cgg在导通过程中呈现上升跳变的趋势。0GateVoltage(VoltsCapacitance(Farads-425e-104e-103e-102e-101e-106e-10图2-3-2LDMOS栅极电容随栅压变化的曲线[41]2.3.2其他动态元件在集成PowerMOSFETs的DC-DC开关电源中，开关管的源和漏都是连接到芯片引脚的，这样就会带来互联和封装的寄生参数，其主要影响是寄生电感LS和LD，如图2-3-1所示。在高速应用时，流经寄生电感的电流不能突变，在PowerMOSFETs关断时会引起过压现象，增加开关损耗。此外，在分立的PowerMOSFETs中，在栅极还有寄生的串联电阻RGI和电感LG，图2-3-1也有标出。2.4Buck变换器的工作原理2.4.1基本拓扑结构图2-4-1所示的是Buck变换器的拓扑结构，它由一个直流输入电源、一个单刀双掷开关、一个LC低通滤波器和一个负载(统一用R表示组成。VinLRVsw图2-4-1Buck变换器的基本拓扑结构图2-4-2开关端的电压波形当开关接到a端时，开关输出端的电压Vsw等于变换器的输入电压Vin；当开关接到b端时，Vsw等于零。当开关的位置按照图2-4-2所示周期性变化时，Vsw就形成了频率为fsw、周期为Tsw=1/fsw的方波。占空比D定义为一个周期内开关接到a端的时间与Tsw之比。由于周期波形的直流分量等于其平均值，所以Vsw的直流分量为____swinVDV=×(2-4-1除了直流分量，开关端的电压波形中还包含开关频率的谐波分量。在DC-DC变换器的应用中，必须消除这些谐波分量，使变换器的输出电压恒等于其直流分量。而低通LC滤波器正好能够有效的实现谐波滤除，使Vout的的平均电压等于Vsw的平均电压。否则，流过电感L的电流将会变得无限大。这可以通过电感的伏秒平衡原理来解释：在稳态工作时，电感电流的上升量与下降量数值相等，方向相反。在实际的高压Buck变换器中，拓扑中的开关是通过PowerMOSFETs和二极管实现的，由相应的驱动电路控制，如图2-4-3和图2-4-4所示。其中，高端MOSFET可以是N型的，也可以是P型的，具体区别将结合下文的3.3.1小节的自举电路一起阐述；而低端MOSFET通常都是N型的，主要原因是栅极驱动电压便于设计。驱动电路的输出级通常是CMOS缓冲器，只有高和低两种状态。以图2-4-3和图2-4-4拓扑为例，当缓冲器输出为低时，PowerMOSFETs的Vgs为零，使其完全关断，因为典型PowerMOSFETs的阈值电压在1V~3V之间[33]；当缓冲器输出为高时，PowerMOSFETs的Vgs远高于其阈值电压，使其完全导通。R高端驱动R图2-4-3非同步Buck变换器等效电路图2-4-4同步Buck变换器等效电路尽管传统的非同步Buck变换器的拓扑和控制电路都比同步Buck变换器简单，但前者在高压应用时很少采用。原因在于当变换器工作在10A的负载电流下，若低端二极管的正向导通压降为0.7V，那么二极管上的功率损耗将达到7W，由此产生的大量热需要昂贵的冷却系统来消除，大大增加了成本。在实际应用中，为了能够处理更高的负载电流，常采用多通道的解决方法，每个通道包含多个并联器件，在分立应用时达到共享电流和功耗的目的。2.4.2同步Buck变换器的连续工作模式RloadV图2-4-5同步Buck变换器实际拓扑电路iiiVVVVfd1234图2-4-6同步Buck变换器连续工作时序示意图图2-4-5所示的同步Buck变换器工作在连续模式的稳态时，一个完整的周期包含了图2-4-6所示的四个阶段。所谓连续，是指电感电流连续交替的充电和放电，而不会出现电感电流为零的时间段；所谓稳态，是指输入电压、输出电压、负载电流和占空比是稳定不变的。1．t0~t1，高端驱动的输出为高，SW1导通；低端驱动的输出为低，SW2关断。输入电压Vin对电感充电，电感电流上升，其增加量为：(101inLLoutdsononVVIRVItL−−−Δ=×(2-4-2其中，Vds1(on为SW1的漏源导通压降，RL为电感的寄生电阻，IL为平均电感电流。考虑到流过电容C上的直流电流为零，因此IL等于负载电流，即：LoutII=(2-4-3为简化推导，假设PowerMOSFETs和电感足够理想以至于可以忽略Vds1(on和RL，则式(2-4-2可以简化为：01inoutswVVIDTL−Δ=⋅(2-4-42．t1~t2，高端驱动和低端驱动的输出都为低，SW1和SW2同时关断，这段时间叫做死区时间(DeadTime。死区时间对于同步Buck变换器来说是必不可少的，它能够有效避免因SW1和SW2瞬间同时导通时所产生的从输入电源到地的贯通电流(Shoot-throughCurrent。死区时间的典型值通常为40ns左右[33]。在死区时间里，尽管没有电流流过SW1，然而电感电流是不会消失的，它将通过SW2源漏之间的体效应二极管得以持续。因为此时有更多的压降作用在电感上，所以电感电流的变化率di/dt比前一阶段的更大，可表为：outfddeadVVdiKdtL+==(2-4-5其中，Vfd为体效应二极管的正向导通压降。这里需要指出的是，由于死区时间很短，因此电感电流的变化量相比于前一阶段还是很小的。3．t2~t3，高端驱动的输出为低，SW1关断；低端驱动的输出为高，SW2导通。电感对负载放电，电感电流下降，其减少量为：2(23outdsonLLoffVVIRItL++Δ=×(2-4-6同理，忽略Vds2(on和RL的影响，式(2-4-6整理为：(231outswVIDTLΔ=⋅−(2-4-7根据2.4.1小节所述的电感伏秒平衡原理有ΔI01=ΔI23，因此联立式(2-4-4和式(2-4-7解得：outinVDV=(2-4-8考虑到电容C足够大使得输出电压Vout的变化量可以忽略，因此Buck变换器的输出电流即为流过负载Rload的电流：outoutloadVIR=(2-4-9由图2-4-6可知，电感电流在t1时刻达到峰值Ipeak，在t3时刻落到谷值Ibottom，若忽略死区时间内电感电流的变化量，且IL=(Ipeak+Ibottom/2，则有：(23122outpeakoutoutswDVIIIILf−Δ=+=+(2-4-10(23122outbottomoutoutswDVIIIILf−Δ=−=−(2-4-114．t3~t4，与第二阶段类似，高端驱动和低端驱动的输出亦都为低，SW1和SW2亦同时关断。这是另外一个死区时间，持续时间很短，电感电流变化量很小。由于两个死区时间都很短暂，使得第一阶段和第二阶段的电感电流纹波相等，从而保持了连续的电感电流。2.4.3非同步Buck变换器的非连续工作模式VVVfdii图2-4-7非同步Buck变换器的非连续工作时序示意图对于非同步Buck变换器，除了能工作在图2-4-6的连续模式下，当负载电流降的很低时(此时称作“轻载”，还可能工作于非连续模式下，如图2-4-7所示。所谓非连续，是指电感电流在一个开关周期内会出现为零的时间段tidle，这是由二极管单向导电特性所决定的。非同步Buck变换器不是本文研究的重点，因此对于非连续工作模式就不再详细阐述。此外，还需要说明的是，如果不对电感电流进行过零限制，同步Buck变换器就不存在非连续工作模式。原因在于SW2是双向导通的，轻载时，电感电流降到零后会继续下降形成负的反向电流，即电流从SW2的漏极流向源极。有关反向电流的影响，详见3.7.1小节。2.5PowerMOSFETs的导通和关断过程为了进一步分析同步Buck变换器中PowerMOSFETs，即SW1和SW2的工作状态，需要观察各自的栅极电压变化。通过栅极电容的充放电过程，就能准确的描述出PowerMOSFETs电压和电流的关系。2.5.1高端MOSFET的导通和关断过程VVVV0132456789图2-5-1给出了SW1的导通和关断过程中栅源电压Vgs1、漏源电压Vds1和沟道电流Ids1波形的示意图，每个过程有各自分成几个阶段：t0~t4是导通过程，t5~t9是关断过程。1．t0~t1：高端驱动给栅源电容Cgs1充电至阈值电压Vth1，Ids1和Vds1在此阶段分别保持0和Vin。2．t1~t2：高端驱动继续给Cgs1充电至平坦电势Vplt1，Ids1上升至Iout，Vds1仍然保持Vin。所谓平坦电势，是指Vgs达到该电势时，Cgs不再被充电，而开始给Cgd充电，在Cgd的充电过程中，Vgs保持该电势不变，故得名平坦电势。3．t2~t3：Vgs1进入平坦电势阶段，Vds1开始下降接近于0。结合图2-3-2可知，在Vgs=Vplt时，Cgd要比Cgs大得多，因此将有一段较长的平坦区间。该时段又被称作“密勒时段”。4．t3~t4：SW1进入线性工作区并完全导通，栅极电容Cgg1被完全充电，Vgs1达到最大值Vgg1。t5~t9的关断过程实际上就是t0~t4的逆过程，是栅极电容放电的过程。观察图2-5-1不难发现，在t1~t3和t6~t8两个时段，SW1同时承载压降和导通电流，因此就有功耗产生。由于该损耗发生在导通和关断的过程中，故称作开关损耗，如图中阴影部分所示。此外，在SW1的导通过程中，SW2的反向恢复电流会引起Ids1产生一个尖峰Ispike；在SW1的关断过程中，其源端的寄生互联电感Ls还可能引起Vds1产生过压Vovershoot。为了降低Ispike和Vovershoot，t1~t2和t7~t8两个时段最好适当延长一些[12]。2.5.2低端MOSFET的导通和关断过程图2-5-2所示的是SW2导通和关断过程中Vgs2、Vds2和Ids2波形的示意图。与图2-5-1不同的是，Vgs2的曲线没有明显的阶段线性特点，这是由于SW2的导通电流是从源极流向漏极的，且体效应二极管会先于沟道导通[42]。在同步Buck变换器中，SW2体效应二极管的提前导通实现了零电压转换(ZeroVoltageSwitching。所谓零电压转换，是指转换器中较大功率开关在它两端的电压接近于零时的开通和关断的技术。由此导致的结果是Cgd2不需再充电，曲线的变化只由Cgs2引起，这就是图2-5-2中平坦电势不像图2-5-1那样明显的原因。SW2的导通过程为：1．t0~t1：Vgs2达到阈值电压Vth2之前，SW2中的电流Ibd2全都流过体效应二极管，Vds2接近输入电压Vin。2．t1~t2：Vgs2在达到Vth2之后，电流便转向低阻抗的沟道中流过，Ibd2降至为零，Vds2降至-IoutRds2(on。3．t2~t3：Vgs2升至Vplt2后，|Ids2|增至Iout，Vds2保持前一阶段的压降。4．t3~t4：Cgs2继续充电，使Vgs2达到最终的驱动电平Vgg2。SW2的关断过程与导通过程相反，电流是由沟道逐渐转向体效应二极管流过，Vds2亦从负电平回到Vin。V013245678VVV图2-5-2SW2导通和关断过程示意图2.6外部无源器件的参数选取2.6.1电感的参数选取通常情况下，根据应用场合，同步Buck变换器的输入电压范围、输出电压和负载电流已经事先定义好了。同时，为了保证产品的稳定性，连续工作模式下的最大负载电流的设计目标往往要高于事先定义的满载电流的5%~10%[43]。因此，电感值的选取成为外部无源器件参数确定的首要目标。在开关频率一定的情况下，电感值越大，ΔIL越小，输出电压纹波越小。然而，大电感将占用更大的面积和更高的成本。因此，在综合考虑指标精度、产品尺寸和成本的情况下，电感值应在不小于最小值的范围内确定。电感的最小值通过以下推导来确定。首先，定义IL(crit为同步Buck变换器不出现反向电流的临界负载电流。出现IL(crit相当于图2-4-6中Ibottom=0的特殊情况，因此有：(2LLcritIIΔ=(2-6-1这里，根据图2-4-6所示，ΔIL=ΔI01=ΔI23。其次，考虑最坏情况，即指最大的输入电压引起了最大的ΔIL。结合式(2-4-6和式(2-6-1得到最坏情况下电感的最小值Lmin。(((2maxmin(2outLLdsonoffLcritVVIRtLI++⋅≥(2-6-2若不考虑Vds2(on和RL的影响，则式(2-6-2可以简化成更直观的表达式：(maxmin(12outoutinLcritswVVVLIf⎛⎞⎜⎟−⎜⎟⎝⎠≥(2-6-32.6.2电容的参数选取Buck变换器输出端的电容除了与电感形成LC低通滤波网络，滤除开关频率的谐波分量，其主要作用在于储存能量，保持输出电压不变，该电容值的选取与所要求的输出电压纹波ΔVout密切相关。开关频率和电感值一旦确定，电感电流的纹波也就确定了，此时ΔVout便由电容两端的阻抗决定，而该阻抗又由电容自身的三个参数所决定：等效串联电阻(图2-4-5中的RESR、等效串联电感LESL和电容值C。下面是输出电容选取的一些经验和原则[43]。在连续工作模式下，所需的电容量是ΔIL、fsw和ΔVout的函数，假设ΔVout完全由容性部分所引起的，则有：8LswoutICfVΔ≥⋅Δ(2-6-4在实际应用中，考虑到RESR的存在，电容取值往往比式(2-6-4所表达的要大。假设电容值足够大以至于由容性部分所引起纹波可以忽略，那么ΔVout便由RESR确定，因此有：outESRLVRIΔ≤Δ(2-6-5根据图2-4-6，电容上的纹波电流就是实际的电感电流iL减去输出电流Iout，工程上常用均方根IC(RMS来表示：((1outCRMSswDVILf−==(2-6-6第3章高压同步Buck变换器功率级电路的设计本章在第2章的理论基础上，针对表1-3-1的功率指标，提出了图3-1-1所示了同步Buck变换器系统架构，控制系统采用的是目前普遍使用的电流模式的PWM调制方式。图中的功率级电路在已用阴影标注，包括片外的滤波电感和电容、并联的肖特基二极管，片内的PowerMOSFETs(SW1和SW2、自举电路、高端驱动和低端驱动电路、反向限流电路、电平位移电路和死区时间控制电路，本章将对该几部分电路进行需求分析、方案设计和仿真验证。对于图3-1-1中的非功率级电路，即误差放大器(ErrorAmplifier、电流采样放大器(PeakCurrentSensingAmplifier、PWM比较器(PWMComparator、振荡器(Oscillator和控制逻辑，都使用了宏模型。所谓宏模型，在这里是指用SPICE语句构建的对放大器、比较器、振荡器以及逻辑门电路功能性的虚拟模块。图3-1-1本文所采用的同步Buck变换器系统架构示意图3.1电感和电容参数的确定根据2.6节所述的参数选取原则，结合表1-3-1提出的设计指标，本设计中采用的滤波电感值和电容值确定如下。首先，考虑极端情况，即最大输入电压和最大输出电压，按照式(2-6-3确定电感值为：((6min3201248.171020.634010LH−×−≥≈××××(3-1-1其中，0.6为参数IL(crit的值。为了留有余量，电感选用L=10uH。接着，若输出电压的纹波不超过5mV，则由式(2-6-4确定的电容值为：(6330.644.1210834010510CF−−≥≈×××××(3-1-2考虑到电容的规格，故选用C=47uF。3.2PowerMOSFETs的设计3.2.1PowerMOSFETs的电气参数图3-1-1中的SW1和SW2采用的是UMC0.6umBCD工艺中的LDNMOS，它的漏源能够耐30V的高压，表3-2-1给出了这两个器件的主要电气参数。图3-2-1给出了两管所需的安全工作区(简称SOA[44]，可以发现SW1所需的SOA要明显大于SW2，因为SW1上同时存在开关损耗和导通损耗，比SW2需要更多的能量。表3-2-1SW1和SW2的主要电气参数电气参数SW1&SW2W(cm11.6L(um0.9Rds(on(mΩCiss(pF@Vgs=5V,VdsCoss(pF@Vgs=5V,Vds=12V43.163Crss(pF@Vgs=0,Vds西南交通大学硕士研究生学位论文第23页Vgs1/VIds1/AVds1/V(aSW1所需的SOAVgs2/VIds2/AVds2/V(bSW2所需的SOA图3-2-1PowerMOSFETs所需的SOA3.2.2PowerMOSFETs的开关过程图3-2-2和图3-2-3是SW1和SW2开关过程的仿真波形，对照图2-5-1和图2-5-2可以发现：．1由于t1~t2时段不够长，2的反向恢复电流引起Ids1SW产生了一个尖峰Ispike，如图3-2-2(a所示；2．SW1的开关过程中确实存在一个“平坦电势”，如图3-2-2(b中的t6~t7时段；3．由于Ids2的流向以及体效西南交通大学硕士研究生学位论文第24页应二极管的作用，SW2的开关波形与SW1存在明显不同，图3-2-3中没有了“平坦电势”4．SW2的开关过程中没有Vds2和Ids2同时不为零的时段，因；此不存在开关损耗。20.0Vds1/VVds1Ispike20.0Vds1/VIds1Vds1Ids1/Ads1I/AIds1/A10.00.06.010.00.06.0Ids1Vgs1/V4.02.00.0t1t2t3Vgs1/V4.02.00.0t6t7t8(a导通过程图3-2-24.03.02.01.00.025.020.015.010.05.00.0Vgs2(b关断过程SW1开关过程的仿真波形5.04.03.02.01.00.0-1.025.020.015.010.05.00.0t6Vgs2/VVgs2/VVgs2Vds2/VVds2/VIds2Vds2Ids2/AIds2/AVds2Ids2t1t2t3t7t8(a导通过程图3-2-3(b关断过程SW2开关过程的仿真波形3.3自举电路的设计3.3.1自举电路的需求分析在2.4.1小节已经提到，同步Buck变换器的高端MOSFET(即SW1既可以是P型的，也可以是N型的。采用P型的好处是驱动电路简单，因为栅极是低电平即可导通；但是，在同种工艺条件下，相同尺寸的P型和N型Power西南交通大学硕士研究生学位论文第25页MOSFETs，前者的导通电阻是后者的3倍以上，在应用时会带来更大的导通损耗，尤其在高输入电压和大负载电流的情况下会直接导致同步Buck变换器效率的明显下降。因此，在低功耗的要求下，往往采用N型PowerMOSFETs作为SW1。与此同时，这就带来了另一个问题：N型PowerMOSFETs的Vgs需要达到4.5V以上才能使其完全导通，而SW1的源端连接的是开关端SW，在电感充电时Vsw接近Vin，这意味着Vgg1>(Vin+4.5V才能使SW1导通。对于片内的电源水平无法驱动SW1的导通和截止，集成的同步Buck控制器而言，需要设计根据SW1源电压变化而自举的电路，供高端驱动电路使用。图3-3-1(a是同步Buck变换器一个典型的自举电路示意图，用于高端驱动，偏置电压由BS、IN和SW引脚之间的自举电源电路产生。同步Buck变换器启动时在第一个周期的起始点，SW引脚电压为零，自举电容Cbs由电流源Ibs通过二极管Dbs充电至4.5V~5V。当SW1导通时，SW引脚上升至Vin，BS引脚电压Vbs将为Vin+(4.5V~5V；当SW1关断时，SW2导通，SW引脚电压拉低至地以下，Cbs再充电至4.5V~5V。开关频率fsw足够高时，可以保证Cbs上的电压保持为4.5V~5V，以确保SW1适当导通和关断。图3-3-1(b显示的是SW和BS引脚上的典型波形。同步Buck控制器BSVinINVswVinDbsIbs高端驱动SWVDDSW1CbsVoutLCRVbsVsw4.5V~5V低端驱动SW2(a典型自举电路图3-3-1(bSW和BS引脚电压的典型波形同步Buck变换器高端驱动的典型自举电路与主要波形示意图3.3.2自举充电电路的设计自举电路的核心在于自举充电电流Ibs的产生，图3-3-2给出来本文所设计的自举充电电路。在高压应用时，自举电容Cbs通常为几十纳法，如果将西南交通大学硕士研究生学位论文第26页一个10nF的电容在50us内充电至5V，那么至少需要提供1mA的电流，这是片内CMOS电源无法提供的静态电流，因此需要借助片外的输入电源Vin。图中M1、M2和M3为LDPMOS，形成电流镜结构，电阻RB1为M1提供自偏置；M0为LDNMOS，起调节压降的作用，通过调整其栅极电平Vreg(该电平由片内的电压调节电路产生，使落在三极管Q0上的压降不至于超过工艺允许范围。Q0的基极接片内的2.5V基准电压，在电阻RB2上产生基准电流I。5V齐纳二极管DZ可以起到箝制Cbs两端电压的作用。VinM1M2M3IbsVregM05VZenerDiodeDbsVbs/VCbs=10nFRB1I1I230.025.020.015.010.05.00.05.04.03.02.01.00.00.010u20u30u40u50uVref=2.5VQ0DZRB2ISWVbs-sw/VBSt/s图3-3-2自举充电电路图3-3-3启动时的自举充电波形M1和M2组成了一个Vds动态补偿网络，减小了电源电压变化对电流的影响。若不考虑Q0的Vbe波动，那么I是一股固定电流，它是M1的电流I1和M2的电流I2之和，则有：I1+I2=II1=I2=1⎛W⎞μpCox,p⎜⎟Vsg−Vth,p2⎝L⎠1(3-3-1(2(3-3-21⎛W⎞μpCox,p⎜⎟Vsg−Vth,p2⎝L⎠2((1+λV2sd2(3-3-3由式(3-3-1、(3-3-2和(3-3-3得到I和I2的关系为：2(WL1I⎛ζ⎞=1+=1+⎜⎟2I2⎝α⎠(WL2(1+λVsd2(3-3-4西南交通大学硕士研究生学位论文第27页其中，ζ=1，α=1+λVsd2(WL1。(WL2I2对Vin求偏导得：∂I2=∂Vin2λIζ3⎡⎛ζ⎞2⎤α2⎢1+⎜⎟⎥⎢⎝α⎠⎥⎣⎦2=(12λI1≤λIζ=21+λ(Vin−IRB2⎛αζ⎞⎜ζ+α⎟⎝⎠2λIζ2(3-3-5从式(3-3-5可以看出，电源电压越高，I2受电源的影响越小，则镜像电流Ibs受电源影响也小。当α=ζ时，电流随电源电压的变化最大。由于ζ≈1，因此在设计