第五章 振幅调制、解调及混频

5.1概述5.2振幅调制原理及特性

5.4调幅信号的解调

第5章

振幅调制、解调及混频

5.5混频器原理及电路

返回休息1休息25.3振幅调制电路

(1)调制：用调制信号去控制载波信号的某一个参量的过程。

定义：信号

载波信号：（等幅）高频振荡信号

正弦波

方波

三角波

锯齿波调制信号：需要传输的信号（原始信号）语言图像

密码已调信号（已调波）：经过调制后的高频信号（射频信号）振幅调制解调（检波)混频（变频）属于

频谱线性搬移电路

(2)解调：调制的逆过程，即从已调波中恢复原调制信号的过程。5．1概述休息1休息2(7)振幅调制分三种方式：

（5）相位调制：调制信号控制载波相位，使已调波的相位随调制信号线变化。

（6）解调方式：（4）频率调制：调制信号控制载波频率，使已调波的频率随调制信号线性变化。（3）振幅调制：由调制信号去控制载波振幅，使已调信号的振幅随调制信号线性变化。休息1休息25.2振幅调制原理及特性一、振幅调制信号分析二、双边带信号三、单边带信号返回休息1休息2（1）设：载波信号：

调制信号：

那么调幅信号（已调波）可表达为：

由于调幅信号的振幅与调制信号成线性关系，即有：

，式中为比例常数即：

式中ma为调制度，

常用百分比数表示。1.AM调幅波的数学表达式

返回5.2.1标准振幅调制（AM）信号分析休息1休息2则有

其中：

若将

分解为：

一般，实际中传送的调制信号并非单一频率的信号，常为一个连续频谱的限带信号。则2、调幅信号波形

波形特点：（1）调幅波的振幅（包络）变化规律与调制信号波形一致

(2)调幅度ma反映了调幅的强弱程度，可以看出：

一般m值越大调幅越深：

返回休息1休息2仿真（1）由单一频率信号调幅可见,调幅波并不是一个简单的正弦波，包含有三个频率分量：

3、调幅波的频谱

Ω调制信号ωc载波调幅波返回ωc

+Ω上边频ωc

-Ω下边频同样含有三部分频率成份(2)限带信号的调幅波返回Ωmaxωcω限带信号ω

c载波ω调幅波ωc-Ωmax下边频带ωc+Ωmax上边频带ΩmaxΩmaxΩmax

由于：

相加器

乘法器直流

乘法器

相加器4、AM信号的产生原理框图可见要完成AM调制，其核心部分是实现调制信号与载波相乘。仿真返回(2)上、下边带的平均功率：

(3)在调制信号一周期内，调幅信号输出的平均总功率

(4)边带功率，载波功率与平均功率之间的关系：

RL上消耗的载波功率：

(1)5、调制波的功率那么调幅波各分量的功率为：

设调幅波传输信号至负载电阻RL上，由于在普通调幅波信号中，有用信息只携带在边频带内，而载波本身并不携带信息，但它的功率却占了整个调幅波功率的绝大部分，因而调幅波的功率浪费大，效率低。但AM波调制方便，解调方便，便于接收。如当100%调制时(ma=1)，双边带功率为载波功率的，只占用了调幅波功率的，而当,213121=maPc98PAM=休息1休息2

在AM调制过程中，如果将载波分量抑制就形成抑制载波的双边带信号，简称双边带信号，它可以用载波和调制信号直接相乘得到，即：调制信号为单一频率信号：

调制信号为限带信号的调制：

5.2.2双边带(doublesidebandDSB)调幅信号

１、

数学表达式返回休息1休息22.波形与频谱5.2.2双边带(doublesidebandDSB)调幅信号

(1)DSB信号的包络正比于调制信号

(2)

DSB信号载波的相位反映了调制信号的极性，即在调制信号负半周时，已调波高频与原载波反相。因此严格地说，DSB信号已非单纯的振幅调制信号，而是既调幅又调相的信号。(3)

DSB波的频谱成份中抑制了载波分量，全部功率为边带占有，功率利用率高于AM波。(4)占用频带

调制信号载波上边频下边频仿真返回休息1休息2单边带(SSB)信号是由双边带调幅信号中取出其中的任一个边带部分，即可成为单边带调幅信号。其单频调制时的表示式为：上边带信号下边带信号5.2.3单边带(singlesidebandSSB)信号

返回休息1休息21.SSB信号的性质

在现代电子通信系统的设计中，为节约频带，提高系统的功率和带宽效率，常采用单边带（SSB）调制系统

Ωmaxω限带信号ωc载波ωc-Ωmax下边频带信号ωωc+Ωmax上边频带信号ωωc+Ωmaxωc-Ωmax5.2.3单边带(singlesidebandSSB)信号

返回休息1休息21.SSB信号的性质

似乎幅度没有变，没有调幅！不容易看出其特性

单音调制时：双音调制时，调制信号如下：像双边带调幅信号！载波为和频

此时为获得ssb，与真正的载波相乘再滤波：乘出来可验证确实只有和频或差频，确实为ssb信号

与调制信号比：包络没变，填充频率变了。与载波比：包络变成了调制信号的包络，载波频率变了。本质上说，包络变，载波频率也变，为调幅调频波。5.2.3单边带(singlesidebandSSB)信号

返回休息1休息2SSB双音输入波形图中包络的频率：差频一半的两倍（DSB相位反转，频率提高）小结： AM包络正比于调制信号 载波的幅度变化

DSB包络正比于调制信号的模 幅度和相位变化

SSB包络正比于调制信号的包络 幅度和频率变化 三者都属于频谱的线性搬移（频谱结构不变）。由DSB信号经过边带滤波器滤除了一个边带而形成，如：上边带信号下边带信号2.单边带调幅信号的实现

上边带滤波器下边带滤波器乘法器返回休息1休息2(1)滤波法

有三种基本的电路实现方法：滤波法、相移法和移相滤波法：下边频带信号ωωDSB信号ωc-Ωmaxωc+Ωmax上边频带信号ωωc+Ωmaxωc-Ωmax看上去很容易，实际很难。难点：上下边带相对距离太小，滤波器过渡带相对宽度太窄。2.单边带调幅信号的实现

返回休息1休息2(1)滤波法

有三种基本的电路实现方法：滤波法、相移法和移相滤波法：缺点：不能直接发送，因为载波频率太小。解决办法：载波频率降低，同样的绝对距离，相对距离变大。解决办法：混频↓↓↓↓↓↓另外由三角公式：

(2)相移法

利用上三角公式的实现电路如下图所示：乘法器乘法器９00相移９00相移加法器减法器••••返回休息1休息2仿真

移相滤波法是将移相和滤波两种方法相结合，并且只需对某一固定的单频率信号移相900，从而回避了难以在宽带内准确移相900的缺点。

(3)移相滤波法

移相滤波法实现单边带调幅的电路框图

返回休息1休息2uΩ=sinΩtu=sinω1t单频信号uc

=sinωct载波u1

=sinΩtsinω1tu2

=sinΩtcosω1tu3

=cos(ω1-Ω)tu4

=sin(ω1-Ω)tu5

=cos(ω1-Ω)tsinωctu6

=sin(ω1-Ω)tcosωct+乘法器900移相低通滤波乘法器低通滤波乘法器900移相乘法器相加器相减器-u5

+u6u5

-u6相加器输出电压：uSSBL

=u5+u6=sin[(ωc+ω1)-Ω]t=sin[ωc1-Ω]t

相减器输出电压：uSSBU

=u5-u6=sin[(ωc-ω1)+Ω]t=sin[ωc2+Ω]t

5.3振幅调制电路5.3.1低电平调幅电路

5.3.2高电平调幅电路1.二极管调幅电路2.集成模拟乘法器调幅电路

1.集电极调幅电路

返回2.基极调幅电路

通常分为：5.3振幅调制电路

三种信号都有一个调制信号和载波的乘积项，所以振幅调制电路的实现是以乘法器为核心的频谱线性搬移电路。具体的说调制可分为高电平调制：功放和调制同时进行，主要用于AM信号。低电平调制：先调制后功放，主要用于DSB、SSB以及FM信号。5.3.1低电平调幅电路

低电平调幅电路常采用第4章介绍的频率变换电路来实现

二极管调幅电路

集成模拟乘法器调幅电路

如下图所示的电路设:(1)单二极管电路且

则回路电流:而

1.二极管调幅电路

的频谱成份：

Ωω

c2ωc3ωc如果选频回路工作在

处，且带宽为

而谐振时的负载电阻为RL，则输出电压为：

为一个AM信号仿真返回休息1休息2B=2ΩVDusuc+-+-RLLCid+-uL+-udZL

上半部分与下半部分电路对称其等效电路如右图所示。

1电路结构：(2)二极管平衡电路2工作原理分析：设：

式中

而

继续反回仿真休息1休息2的频Z谱成份：ωc+ΩΩωc-Ω3ωc+Ω3ωc-Ω如果上半部分与下半部分谐振回路谐振在频率ωc处，且带宽B=2Ω

，谐振时的负载阻抗ZL=2RL，则实际输出电压u'L为：T2的初、次级匝比为2:1，T2的次级输出电压为：

能实现DSB调幅信号的调幅。

更好理解的

二极管平衡电路二极管平衡调制器采用平衡方式，将载波抑制掉，从而获得抑制载波的DSB信号。加在VD1、VD2上的电压仅uΩ的相位不同，故电流i1和i2仅包络反相。电流i1－i2的波形如图所示。经次级带通滤波器滤除低频和3ωc±Ω等高频分量后，负载上得到DSB信号电压uo(t)，如图所示。类似于C类功放的基极调制，载波为开关信号，使有源器件输出尖顶余弦脉冲，调制信号改变输入有效值的峰值。VD1VD32C2LRLT2VD4VD2T3T1

在平衡电路的基础上，再增加两个二极管D3,D4使电路中四个二极管首尾相接。T1的初、次级匝数比为1:2，T2的2:1，T3的1:1。

1.

电路结构构成环形，

设：（3）二极管环形电路实现DSB信号则有

休息1休息2仿真VD1VD32C2LRLT2VD4VD2T3T1+uL-uΩ+-uΩ+-uΩ+-+

-uc+

-uc2.

工作原理分析当时，平衡电路I在负载回路中产生的电压为：时，平衡电路II在负载回路中产生的电压为：当

而其中：（3）二极管环形电路实现DSB信号返回休息1休息2仿真那么在一个周期内平衡电路I，II在负载RL上产生的电压为：式中称为双向开关函数的付里叶级数展开式为：而有

的频率成份：只有组合频率性能更接近理想乘法器。3ω0-Ω3ω+Ωω0-Ωω+Ω经滤波后的输出电压：

返回休息1休息2仿真T2的次级输出电压为：tS(t)uc(t)t1-1双平衡调制器电路及波形2.集成模拟乘法器调幅电路返回休息1休息2仿真

用集成模拟相乘器来实现各种调幅电路，电路简单，性能优越且稳定，调整方便，利于设备的小型化。

R151ΩR6RW50kΩ21kΩ3.9kΩ1kΩC2C4uo-EE=-8V694178Ry3MC1596510EC=12VR4R4R5uxuyR2R3R7R8R9C3C11kΩ51Ω51Ω6.8kΩ750Ω750Ω3.9kΩ1）MC1596构成的调幅电路RcRcEcVT1VT2VT3VT4VT5VT6VT7VT8VDRyRy-EEX通道两输入端8脚和7脚直流电位相同，Y通道两输入端1脚和4脚之间接有调零电路

可通过调节电位器RW，使1脚电位比4脚高Uo，相当于在1、4脚之间加了一个直流电压Uo，以产生普通调幅波。

实际应用中，高频载波电压uc加到X输入端口，调制信号电压uΩ及直流电压Uo加到Y输入端口（非线性失真较小），从6脚单端输出AM信号。RW用来调节引出脚1、4之间的平衡，器件采用双电源方式供电（＋12V，－8V），所以5脚偏置电阻R5接地。电阻R1、R2、R4、R4、R3为器件提供静态偏置电压，保证器件内部的各个晶体管工作在放大状态。载波信号加在V1－V4的输入端，即引脚8、7之间；载波信号Vc经高频耦合电容C1从8脚输入，C3为高频旁路电容，使8脚交流接地。调制信号加在差动放大器V5、V6的输入端，即引脚1、4之间，调制信号VΩ经低频偶合电容E1从4脚输入。2、3脚外接1KΩ电阻，以扩大调制信号动态范围。当电阻增大，线性范围增大，但乘法器的增益随之减小。已调制信号取自双差动放大器的两集电极（即引出脚6、9之间）输出。2.集成模拟乘法器调幅电路仿真返回休息1休息22)BG314构成的调幅电路

RLuxuy13kΩIox10kΩ28.2kΩR11141294Rw8133R13R37-EE=-15V+15V561011IoyEC=15V-15V10kΩRwxRwy2kΩ2kΩRxRyBG314（MC1595）8.2kΩ10kΩ10kΩ10kΩ6.8kΩ3.3kΩCLN1N2uo8脚附加补偿调零电压UXIS，12脚除附加补偿零电压UYIS。ux=uc=Ucmcosωctuy=uΩ-(-Uo)=Uo+UΩmcosΩt

若2、14脚两端外接LC谐振回路的等效谐振电阻为RL

，则2(或14)脚与地之间的负载为RL

由式(4-50)可推出变压器次级回路输出的调幅波电压为：

如果uy=uΩ=UΩmcosΩt

这种调制是在高频功率放大器中进行的，通常分为：5.3振幅调制电路AM信号大都用于无线电广播，因此多用于高电平调制。5.3.2高电平调幅电路

基极调幅(BaseAM)集电极调幅电路(CollectorAM)RbCbVTCCcT1T2T3Libo

电路中Cb为高频旁路电容；Cc对高频旁路，而对低频调制信号呈高阻抗；Rb为基极自给偏压电阻。放大器工作在丙类状态，集电极电路中除直流电压EC外，还串有调制信号集电极有效动态电源为：

+uc-+uΩ-+uo-+ECUC(t)1.集电极调幅电路

临界过压欠压ECuΩ(t)UC(t)iC1m(t)icicuCEEcuΩ(t)ic

tiC1

tUc(t)

tuBEmaxVTT1T2LCLBC1Ce1Ce2CCC2C3C4CReR1R2

在基极调幅电路中：LC高频扼流圈，LB低频扼流圈，Ce1、Ce2、C2、C3、C4、CC

高频旁路电容，Re射极偏置电阻。低频调制信号uΩ(t)通过耦合电容C1加在电感线圈LB上。电源EC经R1、R2分压为基极提供直流偏置电压UBO

，即基极有效动态偏压为：基极调幅电路的调幅效率较低（欠压），但所要求基极输入调制信号的功率较小。ECUBO+-+uc-+uΩ-+uo-UB(t)2.基极调幅电路

icuCEuBEmax临界过压欠压UBouΩ(t)UB(t)ic1m(t)uCE

tic1

tic

tuΩ(t)ic解调是调制的逆过程，是从高频已调波中恢复出原低频调制信号的过程。从频谱上看，解调也是一种信号频谱的线性搬移过程，是将高频端的信号频谱搬移到低频端，解调过程是和调制过程相对应的，不同的调制方式对应于不同的解调。振幅调制过程：

解调过程

AM调制

DSB调制

SSB调制包络检波：

同步检波：

峰值包络检波平均包络检波

乘积型同步检波

叠加型同步检波

5.4调幅信号的解调

5.4.1调幅解调的方法

1包络检波

休息1休息1t调幅波调幅波频谱ωc+Ωωc-Ωωcω输出信号频谱Ωω包络检波输出t

非线形电路低通滤波器t调幅波t调幅波t调幅波包络检波输出t包络检波输出t包络检波输出t

由于DSB和SSB信号的包络不同于调制信号，不能用包络检

波器，只能用同步检波器，但需注意同步检波过程中，为了正常解调，必须恢复载波信号，而所恢复的载波必须与原调制载波同步（即同频同相）。

乘法器低通滤波器uDSBu'ou'Ω2同步检波包络检波器

加法器uDSBu'ou'Ω仿真uAM解调载波休息1休息1

(1)电压传输系数Kd

3.检波电路的主要技术指标

是指检波电路的输出电压和输入高频电压振幅之比。

当检波电路的输入信号为高频等幅波，即ui(t)=Uimcosωct时，Kd定义为输出直流电压Uo与输入高频电压振幅Uim的比值，即

当输入高频调幅波ui(t)=Uim(1+macosΩt)cosωct时，Kd定义为输出低频信号Ω分量的振幅UΩm与输入高频调幅波包络变化的振幅maUim的比值，即

(2)等效输入电阻Rid

因为检波器是非线性电路，Rid的定义与线性放大器是不相同的。Rid定义为输入高频等幅电压的振幅Uim，与输入端高频脉冲电流基波分量的振幅之比，即

(3)非线性失真系数Kf

非线性失真的大小，一般用非线性失真系数Kf表示。当输入信号为单频调制的调幅波时，Kf定义为

式中，UΩ、U2Ω、U3Ω…分别为输出电压中调制信号的基波和各次谐波分量的有效值。

(4)高频滤波系数F

休息1休息1

检波器输出电压中的高频分量应该尽可能的被滤除，以免产生高频寄生反馈，导致接收机工作不稳定。

高频滤波系数的定义为，输入高频电压的振幅Uim与输出高频电压的振幅Uoωm的比值，即在输入高频电压一定的情况下，滤波系数F越大，则检波器输出端的高频电压越小，滤波效果越好。通常要求F≥(50～100)。

5.4.2二极管大信号包络检波器

休息1休息11.大信号包络检波的工作原理

(1)电路组成

ZL+-uiVDRC+-uiRui+-Crd它是由输入回路、二极管VD和RC低通滤波器组成。

RC低通滤波电路有两个作用：

①对低频调制信号uΩ来说，电容C的容抗，电容C相当于开路，电阻R就作为检波器的负载，其两端产生输出低频解调电压

②对高频载波信号uc来说，电容C的容抗，电容C相当于短路，起到对高频电流的旁路作用，即滤除高频信号。

理想情况下，RC低通滤波网络所呈现的阻抗为:

1.大信号包络检波的工作原理休息1休息1(2)工作原理分析

+

uD-+-uoiduD=ui-uoRi充+-uoi放+-ui+-uiVDRCui+-Crd

当输入信号ui(t)为调幅波时，那么载波正半周时二极管正向导通，输入高频电压通过二极管对电容C充电，充电时间常数为rdC。因为rdC较小，充电很快，电容上电压建立的很快,输出电压uo(t)很快增长。

作用在二极管VD两端上的电压为ui(t)与uo(t)之差，即uD=ui-uo。所以二极管的导通与否取决于uD

当uD=ui-uo>0，二极管导通；当uD=ui-uo<0

，二极管截止。

ui(t)达到峰值开始下降以后，随着ui(t)的下降，当ui(t)=uo(t)，即uD=ui-uo=0时，二极管VD截止。C把导通期间储存的电荷通过R放电。因放电时常数RC较大，放电较缓慢。

检波器的有用输出电压：uo(t)=uΩ(t)+UDCUDCuΩ(t)tuo(t)Δucui(t)uo(t)ui(t)与uo(t)tididi充i充i放i放+-+-仿真检波器的实际输出电压为：uo(t)+Δuc=uΩ(t)+UDC+Δuc当电路元件选择正确时，高频纹波电压Δuc很小，可以忽略，输出电压为：

uo(t)=uΩ(t)+UDC包含了直流及低频调制分量。

图(a)：电容Cd的隔直作用，直流分量UDC被隔离，输出信号为解调恢复后的原调制信号uΩ，一般常作为接收机的检波电路。

图(b)：电容Cφ的旁路作用，交流分量uΩ(t)被电容Cφ旁路，输出信号为直流分量UDC，一般可作为自动增益控制信号（AGC信号）的检测电路。

休息1休息1UDCuΩ(t)Δuctuo(t)ui(t)uo(t)ui(t)与uo(t)t

峰值包络检波器的应用型输出电路

+-UDC（b）ui+-CVDRφRCφ+-uoui+-CVDRL+-uΩRCd+UDC

-+-uo（a）仿真若设输入信号输出信号为,则加在二极管两端的电压uDiDuoUimθ如果以右图所示的折线表示二极管的伏安特征曲线（注意在大信号输入情况下是允许的），则有：当时有：可见有两部分：低频调制分量：其中：直流分量：(1)电压传输系数Kd

（检波效率）定义：2.

电路主要性能指标

休息3休息1休息2+uD-ui+-CVDR+-uo有为电流导通角。其中另外，还可以证明导通角的表达式：而当很大时，(如>50)代入上式可得：（2）检波的等效输入电阻

峰值检波器常作为超外差接收机中放末级的负载，故其输入阻抗对前级的有载Q值及回路阻抗有直接影响，这也是峰值检波器的主要缺点。讨论：①当VD和R确定后，θ即为恒定值，与输入信号大小无关，亦即检波效率恒定，与输入信号的值无关。表明输入已调波的包络与输出信号之间为线性关系，故称为线性检波

则输出信号为：②

当但理想值一般当，一般计算方法为：当输入信号为：

检波器的输入电阻Rid是为研究检波器对其输入谐振回路影响的大小而定义的，因而，Rid是对载波频率信号呈现的参量。若设输入信号为等幅载波信号休息3休息1休息2+-uo中放末级RsVDRCsCLsisRid+-uiKdUimui(t)t

忽略二极管导通电阻rd上的损耗功率，由能量守恒的原则，检波器输入端口的高频功率

全部转换为输出端负载电阻R上消耗的功率

即有

又因Kd=cosθ≈1

所以

(1)

惰性失真会造成输出波形不随输入信号包络而变化，从而产生失真，这种失真是由于电容放电惰性引起的，故称为惰性失真。

在二极管峰值型检波器中，存在着两种特有失真：

惰性失真

底部切割失真3.

检波器的失真

一般为了提高检波效率和滤波效果，（C越大，高频波纹越小），总希望选取较大的R，C值，但如果R，C取值过大，使R，C的放电时间常数所对应的放电速度小于输入信号(AM)包络下降速度时，(2)产生惰性失真的原因：

输入AM信号包络的变化率>RC放电的速率(3)避免产生惰性失真的条件：

在任何时刻，电容C上电压的变化率应大于或等于包络信号的变化率，即仿真休息3休息1休息2tui(t)与uc(t)uc(t)ui(t)另外，在二极管截止瞬间，电容两端所保持的电压近似等于输入信号的峰值。即若设输入信号AM信号：包络信号为：在t1时刻包络的变化率:那么电容C通过R放电的电压关系为：

时刻不产生惰性失真的条件为：所以要求在(4)分析：则有：实际上不同的，和下降速度不同。为在任何时刻都避免产生惰性失真，必须保证A值取最大时仍有故令:休息3休息1休息2即：可解得：有

实际应用中，由于调制信号总占有一定的频带(Ωmin～Ωmax)，并且各频率分量所对应的调制系数ma也不相同，设计检波器时，应该用最大调制度mmax和最高调制频率Ωmax来检验有无惰性失真，其检验公式为可见，ma，Ω越大，信号包络变化越快，要求RC的值就应该越小。仿真

Uim(1-ma)(2)底部切割失真1)原因：一般为了取出低频调制信号，检波器与后级低频放大器的连接如图所示，为能有效地传输检波后的低频调制信号，要求：Uim

UR二极管截止，检波输出信号不跟随输入调幅波包络的变化而产生失真。当UR>

Uim(1-ma)UR休息3休息1休息2仿真或

通常Cd取值较大(一般为5～10μF)，在Cd两端的直流电压UDC，大小近似等于载波电压振幅UDC=KdUim

UDC经R和RL分压后在R上产生的直流电压为：

由于UR对检波二极管VD来说相当于一个反向偏置电压，会影响二极管的工作状态。

在输入调幅波包络的负半周峰值处可能会低于UR,

显然，RL越小，UR分压值越大，底部切割失真越容易产生；另外，ma值越大，调幅波包络的振幅maUim越大，调幅波包络的负峰值Uim(1-ma)越小，底部切割失真也越易产生。

后级放大器ui+-CRLRVDCd+UDC

-+-UR+uΩ(t)-

要防止这种失真，必须要求调幅波包络的负峰值Uim(1-ma)

大于直流电压UR。即避免底部切割失真的条件为：

式中，RΩ=RL//R为检波器输出端的交流负载电阻，而R为直流负载电阻。

这一结果表明，为防止底部切削失真，检波器交流负载与直流负载之比应大于调幅波的调制度m。因此必须限制交、直流负载的差别。在工程上，减小检波器交、直流负载的差别有两种常用的措施：一是在检波器与低放级之间插入高输入阻抗的射极跟随器;二是将R分成R1和R2，R=R1+R2。此时，R==R1+R2

，R≈=R1+R2∥Rg，如图5-44所示。图5-44减小底部切削失真的电路一般：

(1)

回路有载要大：这应该从选择性及通频带的要求来考虑。为高频载波周期(2)

为发保证输出的高频纹波小要求：

即4.检波器设计及元件参数的选择

(3)

为了减少输出信号的频率失真（输出信号为一个低频限带信号）要求：

ΩminΩmax(4)

为了避免惰性失真：要求：(5)

为了避免底部切割失真：或+-uΩ中放末级RidRLCVDRCsLsRsisCd

叠加型乘积型同步检波器可分为：三﹑同步检波(SynchronousDetection)注意：两种检波器都需要接收端恢复载波1.

乘积型乘法器低通滤波器uDSBu'c

本地载波uΩ(t)设输入已调波：

而恢复的本地载波为：

则相乘器输出为：则经低通滤波器后的输出信号为：令休息1休息2本地载波DSB信号讨论：(1)当恢复的本地载波与发射端的调制载波同步（同频，同相）则有：无失真将调制信号恢复出来(2)若本地载波与调制载波有频差，即：即引起振幅失真。则引入一个振幅的衰减因子，如果随时间变化，也会引起振幅失真。仿真乘法器低通滤波器uDSBu'c

本地载波uΩ(t)(3)若本地载波与调制载波有相位差，即：乘积型同步检波器的实用电路

休息1休息2低通滤波器谐振限幅放大器乘法器CDIoyRw-15V-15V15kΩRφ+15VR13-EEVT35.1kΩRwx121kΩ100kΩ121kΩR11Rc141294Rc8133R327+15V561011IoxRwZEC=15V-+11kΩ1MΩ25kΩ-15V10kΩ10kΩRwy2kΩ2kΩRxRyBG314（MC1595）AVT1VT2LC510Ω510ΩfoCφ

谐振限幅放大器

乘法器

低通滤波器CD49uAMuΩu'cu'ΩuΩuxuyuAMu'ΩuAM注意点：(1)同步解调的关键是乘积项，即以前介绍的具有乘积项的线性频谱搬移电路，只要后接低通滤波器都可实现乘积型同步检波。(2)同步检波无失真的关键是同步的本地载波(AM:直接提取载波；DSB:平方再分频；SSB:发送导频信号、晶体振荡器。2.

叠加型同步检波器

相加器包络滤波器uDSBu'c

本地载波uΩuAM休息1休息2(2)叠加型同步检波器工作原理

+

uc-+-uΩVDRC+-uSSB+-uSSB+

uc-T1T2uduc

本地载波相加器包络滤波器uSSBuΩud设输入单频调制的单边带信号(上边带)为：本地载波信号为

式中由于包络检波器对相位不敏感，只讨论包络的变化：

休息1休息2式中，m=USSB/Uo。当，m<<1，即Uo>>USSB时，利用到公式

如果设包络检波器的电压传输系数为Kd，那么ud经包络检波器后，输出电压为继续返回思考乘积型可对AM、DSB、SSB中哪几个检波？叠加型电路能否用乘积型原理解释？+

uc-+-uΩVDRC+-uSSB+-uSSB+

uc-T1T2思考乘积型可检波AM、DSB、SSB信号叠加型电路可用乘积型原理解释：忽略输出反作用（考虑输出（其频谱结构已知）反作用只影响幅度大小，不影响输出频谱。）输出电流可用“回路电导*开关函数*输入电压”表示，那么必然包含开关函数里的载波分量和输入电压里的调制信号分量的乘积项！那么通过后面的低通滤波即可检波。+

uc-+-uΩVDRC+-uSSB+-uSSB+

uc-T1T25.5混频器原理及电路

一混频概述二混频电路三混频器的干扰返回5.5混频器原理及电路

为什么混频？在接收机中，接收到的信号是微V级别，包络检波器要求大于0.5V，这需要很大放大倍数，如果在高频段放大，存在稳定性问题，所以降低高频段的增益，混频到中频段再进行放大。中频是固定，所以容易设计成稳定的，所以可以中频放大到足够的幅度，提高灵敏度。降低滤波器设计难度。便于多频段工作等等注意：混频的输入信号不仅仅局限于调幅波，对调频波、调相波、数字调制的皆可以混频。返回5.5.1混频器原理

1.混频器的变频作用

混频器是频谱的线性搬移电路，是一个三端口（六端）网络本地振荡信号

一个中频输出信号：两个输入信号与输出信号之间的关系：

的包络形状相同，频谱结构相同，只是填充频谱不同，即，其中心频率：

其中5.5混频器原理及电路

返回休息1休息2uc(fc)uL(fL)uI(fI)混频器tuc(t)tuI(t)tuL(t)有两个输入信号：

高频调制波

fcfc+Ffc+Ffuc的频谱fcfLfuL的频谱fIfI+FfI+FfuI的频谱tuc(t)tuc(t)tuL(t)tuL(t)tuI(t)tuI(t)

混频器是频谱的线性搬移电路，完成频谱线性搬移功能的关键是获得两个输入信号的乘积项，具有这个乘积项，就可以实现所需的频谱线性搬移功能。

2Ωmax

ωI=ωL-ωc乘法器

带通滤波器混频器的一般结构框图设输入已调波信号：那么两信号的乘积项为：

2.混频器的基本工作原理：ωLuLωL-ωcωL+ωcuI

本振信号:ucωc如果带通滤波器的中心频率为

,带宽

则经带通滤波器的输出为：仿真uI返回ucuL休息1休息2可见输出中频信号的包络形状没有变化，只是填充频率由

变化成

uLuc

非线形元件

带通滤波器(1)调幅(DSB为例)

uΩ乘法器带通滤波器uDSBuo2Ωmaxωo（2）检波

uDSB乘法器低通滤波器uouΩΩmax（3）混频

uDSB=uc乘法器uL带通滤波器uIωI=ωL-ωcωLωc3.振幅调制、检波与混频器的相互关系

ωI=ωL-ωC2Ωmax返回仿真2仿真1仿真3休息1休息2因为混频器常作为超外差接收系统的前级，对接收机整机的噪声系数影响大。所以希望混频级的越小越好。(1)变频增益：

变频电压增益:

变频功率增益

:(2)噪声系数:

5.5.2混频器主要性能指标

(3)失真与干扰变频器的失真主要有:频率失真（线性失真：幅度和相位失真）

非线性失真(4)选择性

在混频器中，由于各种原因总会混入很多与中频频率接近的干扰信号,

为了抑制不需要的干扰，要求中频输出回路具有良好的选择性，矩形系数趋近于1。(5)线性：频率上是非线性的，幅度上是线性的，用3dB压缩电平表示。高质量通信设备中以及工作频率较高时，常使用平衡型混频器环形混频器优点：噪声低，电路简单，组合分量少。例1.二极管平衡混频器

设输入信号本振信号:若

则输出电压:5.5.3实用混频电路

如果输出中频滤波器的中心频率为:则输出电压

而环形混频器的输出是平衡混频器输出的2倍。且减少了输出信号频谱中组合频率分量,即减少了混频器所特有的组合频率干扰。仿真休息1休息2+uI_+uL

-+uc-VD1VD22CRL2LT1T2+uL

-T3uc+-uc+-1.二极管混频器

利用第4章所述的时变跨导电路，可构成晶体管混频器。由于时变偏置电压

如果则集电极电流为2.晶体三极管混频器

其中为时变跨导，受的控制,而输入信为:利用付里叶级数可将展开成:如果输出回路的谐振频率为，而

选出的中频电流为：

uc+-+-uLEBECVTCLUB(t)ic其中变频跨导：

变频(混频)增益Au为：中频输出电压uI为：双极型晶体三极管混频器基本电路的交流通道

:共射极混频电路：本振信号由基极串联方式注入本振信号由射极注入

共基极混频电路：

(a)uc+-uL+-LCVT(d)uL+-uc+-LCVT(c)uc+-+-uLLCVT(b)LCuL+-uc+-VTCLEDRgRs

FET混频器的转移特性是平方律，输出电流中的组合频率分量比BJT混频器少得多，故其互调失真低。FET混频器容许的输入信号动态范围也较大。因此，尽管FET混频器的变频增益比BJT混频器低，却在短波、超短波接收机中获得了广泛应用。设输入已调制信号：uc=Uc(t)cosωct3FET混频电路uI右图为FET混频器原理电路其中，Uc(t)=Ucm(1+macosΩt)本振电压uL=ULcosωLt

LC回路调谐在中频ωI=ωL-ωc或ωI=ωc-ωL，通频带B=2Ω，回路的谐振阻抗为RL

。栅—源间的电压uGS为：

uGS=UGSQ+uc-uL=UGSQ+Uc(t)cosωct-ULcosωLt

转移特性为平方律关系，即：式中，UGS（off）为FET管的夹断电压，IDSS为漏极饱和电流。恒流区内的漏极电流为:

ucuLuGSiD式中，k1、k2、k3、k4为常数。可见，iD(t)中含有差频(ωc-ωL)电流分量，其幅值正比于Uc(t)为:

通过漏极LC负载回路选频后，输出的中频电压为:

6.8kΩCEC=15V1413.3kΩ1294813313kΩ10kΩ27-EE=-15V+15V561011-15V10kΩ10kΩRwxRwy2kΩ2kΩ8.2kΩ8.2kΩ

BG314(MC1595)LN1N2BG314构成的混频电路，如果本振电压uL、高频信号电压uc分别从4、9脚输入，BG314的输出端2、14脚间接LC谐振回路。设输入已调高频信号:

4.模拟乘法器混频电路

仿真休息1休息2uLucuIuc=Uc(t)cosωct

本振电压:uL=ULcosωLt

LC回路的谐振频率ωI=ωL-ωc，其带宽B≥2Ω，回路谐振阻抗为RP,，变压比为n=N2／N1，输出中频信号电压uI为:

混频增益Au为

:

由于混频器是依靠非线性元件来实现变频，而通过非线性元件的信号将含有许多频率成份

,(p,q=0,1,2,3,….)uc(fc)uL(fL)uI(fI)un(f

n)非线形元件中频滤波器uo(

)如果设输入信号为

,本振频率信号为则通过

非线性元件的信号

，其中

而这

些组合频率的信号中只要和中频频率

相同或接近，

都会和有用信号一起被选出，并送到后级中放，经放大后解调输出而引起串音，啸叫和各种干扰，从而影响有用信号的正常工作。

三混频器的干扰一般混频器存在下列干扰：

(1)干扰哨声：接收的射频信号

与本振信号

的自身组合干扰，即

B(2)副波道干扰：外来干扰信号

与本振信号

的组合频率产生的干扰

(3)交叉调制干扰：有用信号

与干扰信号混频产生的干扰。(4)互调干扰：指两个或多个信号同时作用在混频器输入端，经混频产生的组合分量而形成的干扰。(5)阻塞干扰(6)倒易混频

fI1.信号与本振信号的自身组合干扰（干扰哨声）如果中频，则除的中频被选出外，还有可能选出其它的组合频率：即

所以有

其中称为变频比。

显然当变频比一定时，并能找到对应的整数p,q时，就会形成自身组合干扰。

例：调幅广播接收机的中频

，某电台发射频率当接收该电台广播时，接收机的本振频率

由于变频比

可推算出：

当，

，可得设输入高频信号的载频为

，本振信号，则

经过混频器后产生的频率为，其中p,q=0,1,2,…由于组合频率与中频差

1KHz，可以通过中频通道而形成干扰。（三阶干扰）另外，当p=3,q=5时，可得：,也可以通过中频通道而形成干扰。（8阶干扰）。

注意点:(1)自身组合干扰与外来干扰无关，不能靠提高