第六章 微波与卫星通信的线路噪声及线路参数计算

第六章微波与卫星通信的线路噪声及线路参数计算

本章是在前几章内容的基础上，对数字微波通信、移动通信系统和卫星通信系统工程设计中所涉及的主要问题进行详细的讨论，其中包括假想参考电路与传输质量标准、误码率与噪声指标的分配、基本线路参数的计算等内容。

数字微波通信的假想参考通道与误码性能指标6.1数字微波的信道噪声与噪声指标分配6.2数字微波信道线路参数计算6.3移动通信系统中的无线链路计算6.4

FDM/FM/FDMA系统中的卫星线路参数设计6.7卫星通信线路的C/T值6.6卫星接收机载噪比与G/T值的计算6.5

6.1数字微波通信的假想参考通道

与误码性能指标

假设参考数字连接模型数字信道是指对话音信号进行PCM处理后的数字化语音信号经过多路复用的信道。

通常一个数字通道是指与交换机或终端设备相连接的两个数字配线架DDF或等效设备（如DXC设备）间的全部传输手段。

一般涵盖了一个或几个数字段，它包括所有的复接和分接设备，这样数字信号在通过数字通道过程中，其取值和顺序均不会发生变化，因而呈现透明性。

为了有机地分析整个通信网，ITU-T提出了“系统参考模型”的概念，并规定了系统参考模型的性能参数及指标。

系统参考模型有三种假设形式：假设参考数字连接（HRX），假设参考数字链路（HRDL），假设参考数字段（HRDS）。

(1)假设参考数字连接（HRX）假设参考数字连接是为了通信网总的性能研究和指标分配而找出的通信距离距离最长、结构最为复杂、传输质量最差的连接，这种连接是用假设的参考模型来表示，即假设参考数字连接包含所有的传输、交换及其他功能单元。

ITU-T建议的一个标准的最长HRX包含14个假设参考数字链路和13各数字交换点，全长27500km。

(2)假设参考数字链路（HRDL）为了简化数字传输系统的研究，把HRX中的2个相邻交换点的数字配线架间所有的传输系统、复接、分接设备等各种传输单元（不包括交换），用假想参考数字链路（HRDL）表示。

这样在ITU-RF.1189建议的基础上规定了我国最长的假想参考通道（HRP），如图6-2所示，可见假想参考通道的全长为6900km，并且它是由长途网、中继网和用户网构成。

其中在长途网中两最远网络节点之间的距离为6500km；中继网中从长途网传输节点与本地传输节点之间的最长距离为100km，而本地节点到用户之间的最长距离为100km。

(3)假设参考数字段（HRDS）一个假想参考链路（HRDL）是由多个假想参考数字段（HRDS）构成。

而一个假想参考数字段HRDS是指两个相邻的数字配线架DDF或等效设备（例如两个分插复用器ADM）之间用来传输特定速率的数字信号的线路及设备。

综上所述，HRX的总性能指标可以按比例分配到其中的HRDL中去，HRDL上的性能指标又可以再分配到HRDS中去。数字微波通信的性能指标都是在这三种参考模型的基础上指定的，它的重要指标有误码特性。

6.1.1SDH体制下的数字微波通信在PDH系统中信息是以串行比特流的形式传输的，可用严重误码秒（一秒钟内的误码率>10-3）、误码秒（一秒钟内有误码）来衡量系统误码性能。

而在SDH系统中信息是以块状结构传输的，其长度不等，可以是几十比特，也可能长达数千比特。

然而无论其长短，只要出现误码，即使仅出现1比特的错误，该数据块也必须进行重发,因而SDH系统中的误码性能是用误块来进行说明的，这在ITU-T制定的G.826规范中得以充分体现，如表6-1所示。

从表中可以清楚地看出是以误块秒比(ESR)、严重误块秒比(SESR)及背景误块比(BBER)来表示的．首先我们介绍误块的概念。

(1)误块（EB）由于SDH帧结构是采用块状结构，因而当同一块内的任意比特发生差错时，则认为该块出现差错，通常称该块为差错块，或误块。

(2)误码性能参数①误块秒比（ESR）当某1秒具有1个或多个误块时，则称该秒为误块秒，那么在规定观察时间间隔内出现的误块秒数与总的可用时间（在测试时间内扣除其间的不可用时间）之比，称为误块秒比。

②严重误块秒比（SESR）某1秒内有不少于（即≥）30％的误块，则认为该秒为严重误块秒，那么在规定观察时间间隔内出现的严重误块秒数占总的可用时间之比称为严重误块秒比。

SESR指标可以反映系统的抗干扰能力。它通常与环境条件和系统自身的抗干扰能力有关，而与速率关系不大，故此不同速率系统的SESR指标相同。

③背景误块比（BBER）如果连续10秒钟误码率劣于10-3则认为是故障。那么这段时间为不可用时间，应从总统计时间中扣除，因此扣除不可用时间和严重误块秒期间出现的误块后所剩下的误块称为背景误块。

背景误块数与扣除不可用时间和严重误块秒期间的所有误块数后的总块数之比称为背景误块比。

由于计算BBER时，已扣除了大突发性误码的情况，因此该参数大体反映了系统的背景误码水平。由上面的分析可知，三个指标中，SESR指标最严格，BBER最松，因而只要通道满足ESR指标的要求，必然BBER指标也得到满足。

6.1.2误码性能规范6.2数字微波的信道噪声与噪声

指标分配

6.2.1噪声的分类数字微波的信道噪声可分为四类：分别为热噪声（包括本振噪声）、各种干扰噪声、波形失真噪声、其他噪声。这里着重介绍前两种噪声。

1．热噪声本节中讨论的热噪声是指收信机的固有热噪声和收发本振热噪声。

(1)收信机的固有热噪声天线（或说成是天线馈线系统）送给收信机输入端的固有热噪声功率为

（6-1）

式中：

NF：接收机噪声系数（输入信噪比与输出信噪比之比）；

K为波尔兹曼常数，K=1.38×10-23（W/Hz·K）；

T0收信机的环境温度（用绝对温度表示）；

B为收信机的等效带宽（单位为Hz）。

除天线引入的噪声外，收信机本身还会产生另一部分热噪声，其特性与电波衰落无关。天线引入的噪声与电波衰减有关，即收信电平越低，这种热噪声越严重。

(2)收发本振源的热噪声对收发本振源而言，热噪声主要由寄生调相噪声和寄生调幅噪声组成。

寄生调相噪声是指本振输出的相位随时间有起伏变化的成分;

寄生调幅噪声是指本振输出的幅度随时间有起伏变化的成分。因为这些起伏变化都是随机的，所以可产生热噪声。

2．各种干扰噪声从干扰噪声的性质来看，基本上可分为两大类：一类是设备及馈线系统造成的，例如回波干扰、交叉极化干扰等就属于这一种。另一类属于其他干扰，可认为是外来干扰，下面简述几种常见的干扰噪声。

(1)回波干扰在馈线及分路系统中，有很多导波元件，当导波元件之间的连接处的连接不理想时，会形成对电波反射。

其结果是在馈线及分路系统中，除主波信号之外，还存在反射所造成的回波。

因回波与主波信号的振幅以及时延都不相同，并且回波是叠加在主波信号之上的，因而成为主波信号的干扰信号，故称为回波干扰，并成为回波干扰噪声。

在中频系统中，当中频电缆插头连接处不匹配时也会产生回波干扰。

(2)交叉极化干扰为了提高高频信道的频谱利用率，在数字微波通信中是用同一个射频的两种正交极化波（即利用水平极化波和垂直极化波的相互正交性）来携带不同波道的信息，这就是同频再用方案。

尽管采用该方案可以提高系统的通信容量，但也给系统引进了新的问题，这就是交叉极化干扰，即同频的两个交叉极化波的相互耦合所形成的干扰。这通常是由于天线馈线系统本身性能不完善及电波的多径传播等因素造成的。

(3)收发干扰在同一个微波站中，对某个通信方向的收信和发信通常是共用一副天线的。

这样发支路的电波就可以通过馈线系统的收发公用器件（也可能通过天线端的反射）而进入收信机，从而形成收发支路间的干扰。

这种干扰与微波射频频率的配置方案有关，与收发射频的频率间隔及收信系统的滤波特性关系较大。

(4)邻近波道干扰当多波道工作时，发端或收端各波道的射频频率之间应有一定的间隔，否则就会造成对邻近波道的干扰。

(5)天线系统的同频干扰由于天线间的耦合，会使二频制系统通过多种途径产生同频干扰，如图6-4所示。

●前-背干扰是指往前方传输电波的一部分，绕过本发信天线而进入后方微波站的天线而形成干扰。

灭根据干扰的路径不同，前-背干扰又可分为：同路径同频干扰（图中路径①）；不同路径同频干扰（图中路径②）；分支电路造成的同频干扰（即路径③，也称为前对边干扰）。

●越站干扰是指越过两个中继站形成的干扰，见路径④●其它路径及其他方式的干扰是指交叉电路、模拟微波电路和卫星电路等造成的干扰。

6.2.2噪声指标的分类信道的传输质量不仅取决于信号功率的大小，而且与信道中所存在的噪声功率的大小有关。在数字微波以及卫星通信中是用载噪比来描述它们之间关系的。因此我们首先来介绍载噪比的概念。

1．载噪比的概念载噪比(C/N)指已经调制的信号的平均功率与加性噪声的平均功率之比，单位为dB。

2．噪声性质评价噪声干扰按性质划分可分为固定恶化干扰、恒定恶化干扰和变化恶化干扰，对噪声干扰的这种分类法是与数字微波信道传播特点相适应的。

●所谓恒定恶化干扰是指与电波衰落无关的各种噪声，例如回波干扰、越站干扰、邻近波道干扰和本振噪声等，这类干扰仅决定于信道设备的性能，记作N1。

●所谓变化恶化干扰是指随衰落变化而变化的各种干扰噪声。例如，热噪声、收发干扰、由于天线耦合而产生的干扰、邻近波道干扰和收发本振噪声干扰，记作N2

。

所谓固定恶化干扰是指由信道设备的不完善所造成的载噪比恶化。（即固有热噪声）。这里的“固定”是指该恶化的dB值是固定不变的,记作N固。

若假设各种噪声是彼此独立的，则总噪声功率是各种噪声功率之和，即，有时也写成：

这样总噪声“载噪比”与各项噪声“载噪比”的关系式为（倍数值公式）：

若用“LdB”代表由设备恶化部分（N固）引起的等效载噪比下降值，则要求总载噪比值应为：（6-2）6.3数字微波信道线路参数计算我们将对信道的基本性能和主要线路参数以及天线高度的选取等问题进行简单的介绍和计算。

要进行线路参数计算，首先就必须对信道和设备的性能指标进行全面地了解，通常这些指标是由生产厂家提供的，下面我们就以5GHzSTM-164QAM频段的数字微波系统为例来进行说明。

6.3.1信道的基本性能和主要线路参数计算

2．衰落储备衰落储备包括平衰落储备和多径衰落储备，下面分别进行介绍。

(1)平衰落储备平衰落是指频带内的各种频率分量所受到的衰减近似相等的衰落。平衰落储备则是数字微波系统为保证传输质量而预留的储备。

平衰落储备在数值上等于自由空间收信电平与实际门限接收电平之差。可见这是一个很理想的定义。实际上任何衰落都或多或少地与信号频率有关。只是此时在信号频带内的各频率分量的衰落幅度与频率的关系不大而已。

(2)多径衰落储备当宽带信号经多径传播时，由于所传输的路径不同，因此信号到达接收端的时延不同，从而造成相互干扰，使得带内各频率分量的幅度受到的衰减程度不同，这就是多径衰落。

从时域上看，接收端所接收的码元波形发生较大的变化，严重时便会对数字微波系统的误码性能产生很大的影响。

为了描述多径衰落对系统性能的影响，因此引入多径衰落储备Ms。多径衰落储备Ms指标是由厂家提供的，但对于不同的地貌，所提供的多径衰落储备Ms数据不同，这点可从表6-4中看出（表中的数值是针对BER=10-3的情况）。

(3)复合平衰落储备在采用空间分集技术的系统中，由于接收信号分别经过主接收系统和分接收系统，然后被送入中频合成器进行同相合成，此时系统的衰落特性就得到了改善，我们称通过空间分集而改善的特性为复合平衰落储备Mfc

4．衰落深度计算在数字微波中的衰落深度是从衰减概率的角度进行计算的，其定义式已在（4-35）式中给出。

（4-35）

在第四章已经对衰落深度进行了详细地分析，可知在不同系统中所使用的频率不同，对衰落深度的估算方法也不同：

对于12GHz以下的频带，除根据第四章给出的公式计算衰落深度外，还应考虑多径传输引起的频率选择性衰落，这种影响会使系统实际具有的衰落储备能力减小。大气效应及雨雾对这个频率的影响较小甚至可以忽略。

对于12GHz以上的频段，就必须考虑由于雨雾和大气影响所带来的衰落了。

6.3.2改善误码性能的措施影响系统误码性能的因素很多，其中以多径衰落的影响最为突出。

1．采用备用波道时的衰落概率改善当某中继段的衰落概率指标大于式（6-6）（针对电话传输波道）计算出的分配值Px时，我们可以考虑采用备用波道方式来改善系统性能，为此提出了备用波道改善系数Ifd。

Ifd表示改善后的衰落概率Pfd与平衰落情况下的衰落概率Pmf的关系。改善后的衰落概率Pfd可用下式表述：

（6-10）

2．采用分集技术时的衰落概率改善常用的分集技术有空间分集和频率分集。

对于地面反射所引起的多径衰落，常采用空间分集的方式来克服其影响，而对于大气多径传输所造成的多径衰落，则既可以采用空间分集技术，也可以采用频率分集技术来降低系统的衰落概率，使其满足系统性能指标的要求。下面着重介绍空间分集时的衰落概率。

我们用Pfd+sd来表示采用空间分集时的衰落概率，具体表示式如下：

（6-13）

由此可见通过采用备用波道和空间分集技术可以大大的提高系统的衰落概率，从而克服多径衰落所带来的影响。6.4移动通信系统中的

无线链路计算

6.4.1陆地移动通信系统中的噪声与干扰

移动通信链路计算中，主要考虑人为的外部噪声和衰落的影响，并可分为两部分，一部分是人为噪声与多径衰落的影响，另一部分是阴影效应引起接收机信号中值变化的影响。

1．人为噪声与多径衰落的影响（1）当移动台运动时，同时会受到人为噪声和多径衰落的影响。其影响的大小通常用恶化量d表示。

恶化量是指当村造人为噪声和多径衰落时，未达到仅有接收机固有噪声时的同样语音质量，所需的接收机输入电平的增加量。

在实际链路计算中，可将各种影响的恶化量作为接收机输入信号的抗噪声和抗多径衰落储备来处理。

（2）当考虑移动台接收机性能的恶化量时，要求接收机输入信号的最低保护电平Pmin为

（6-15）

式中Sv是指信噪比为12dB时的接收机灵敏度（以dB.μV/m计）。

2.阴影效应引起信号中值变化的影响所谓通信概率是指移动台在无线覆盖边缘进行满意通话（语音质量达到规定的要求）的成功概率，包括位置概率和时间概率。

阴影效应造成的慢衰落所引起的场强中值的变化是影响通信概率的重要因素。而慢衰落随位置和时间的变化服从正态分布。

而且在几十公里的范围内，接发收信号中值电平随位置的变化远大于时间的变化，因此在进行链路计算时，常忽略时间变化对通信概率的影响。

6.4.2功率预算

1．接收电平Pr

由于移动通信中发射机与接收机之间使用天线，若已知收发天线的增益分别为Gr和Gt。

收发端的馈线损耗分别为Lr和Lt，那么接收机的接收电平Pr可用下式计算：（dB）（6-16）

其中Pt代表发射机的发射电平（dBm）。

2．接收场强E和接收功率Pr之间的关系当接收天线的负载为50Ω时，接收场强E和接收功率Pr之间的关系为：

（6-17）

6.4.3GSM移动通信系统中的干扰影响计算

GSM系统中所受到的干扰影响包括两部分，一部分是来自系统内部的，如由于采用频率复用技术而给系统引入的同频干扰和邻道干扰，此外还有互调干扰和因时间色散而引起的干扰。

另一部分是来自系统外部的干扰，主要有工业干扰、自然干扰以及其他系统中安装的射频中继器等所引起的干扰。这类干扰具有频谱宽、时间性强的特点，较难发现。

1、同频复用与同频干扰（1）定义同频干扰是指所有落到接收机通带内的与有用信号频率相同的无用信号，也称为同信道干扰。

在移动通信系统中，人们为了提高频率利用率，在相隔一定距离后，要重复使用相同的频道，这就是同频复用。

同频复用距离越近，同频干扰越大。此外在移动信道中还存在着其它各种各样的干扰信号，凡是与有用信号具有相同频率或者频率不同但频差不大的无用信号进入同一接收机通带，都能产生同频道干扰。

（2）同频复用距离●射频防卫比为了减小同频道干扰的影响和保证接收信号的质量，必须使移动台接收机接收到的有用信号与同频干扰信号之比大于某个数值，该数值称为射频防卫比。

●同频复用距离所谓同频复用距离是指移动台接收机接收到的有用信号与同频干扰信号之比等于射频防卫比时所对应的两基站之间的距离，用符号D表示。

D=D1+Ds=D1+RD1为同频干扰源至被干扰接收机的距离，Ds为有用信号的传播距离，即为小区半径。

●同频复用比通常将同频复用距离与小区半径的比值称为同频复用比。用符号q表示，即,它是传输质量和话音容量的一种表示。

（3）S/I与D/R之间的关系

●考虑话务容量和传输质量所设定的S/IN为每族中的小区数

因此从系统容量观点来看，在一定频率资源条件下，每族中的N值越大，可分配给每小区的信道数越少，这样使得每小区的话务量就越小。

因此实际移动通信系统的设计目标是在保证满足服务质量的前提下，尽量降低比值，以使同频复用比q最小，以便减小每族中的小区数，增加每小区的信道容量，为此在实际设计中应综合考虑话务容量和传输质量。

2、邻道干扰（1）定义邻道干扰是指相邻或相近的频道信号所造成的干扰，相邻频道可以是相隔几个或几十个频道。抑制邻道干扰的能力是以接收机邻道选择性来描述的。

（2）产生原因产生邻道干扰的原因大致分为两方面；一方面是由于调制特性决定的，在主瓣旁存在多个旁瓣，这样紧随工作频带的若干频道的寄生边带功率、宽带噪声等便会产生干扰；另一方面是指移动通信网内一组空间离散的邻近工作频道引入的干扰。

（3）邻道干扰与频率复用比q的关系如果频率复用比例较小，那么邻道间隔较小，邻道干扰会越大，由此所造成的邻道干扰可能会超出系统所能承受的限值。

3、互调干扰（1）定义当两个以上的不同频率作用于一个非线性电路时，这两个频率将会相互调制，并产生一个新的频率。

如果该新频率正好落在某一信道中，则工作于此信道的接收系统将会接收到该新频率信号，由此构成对该接收机的干扰，这种干扰称之为互调干扰。

在移动通信系统中，产生互调的原因有两个：发射机互调和接收机互调。

（2）发射机互调当两发射机彼此靠近时，在发射机天线之间或通过天线共用设备，射频能量出现相互耦合的现象，使得发射机A所发射的电波将会进入发射机B，由于发射机的功率放大器是工作在非线性状态，因此产生三阶非线性频率。

工作频率为fA的发射机A受发射机B的影响产生的互调分量频率为

工作频率为fB的发射机B受发射机A的影响产生的互调分量频率为

（3）接收机互调由于接收机所接收的信号较弱，因此需要采用前置放大器进行信号放大，前置放大器也同存在非线性效应，这样当频率为的信号同时进入前置放大器时，便会与接收机所接收的有用信号发生互调调制，这就是接收机互调。

接收机互调产物的大小与输入信号强度及非线性程度有关。最大的互调干扰发生在移动台与基站接近时，此时由于进入接收机的信号最强，因而产生的互调产物也最大。

6.4.4CDMA移动通信系统中C/I计算

1、扩频通信（1）定义扩频通信是一种信息传输方式，即在系统中所传输的已调信号带宽远大于调制信息带宽。

通常我们以扩频信号带宽Bw与调制信号带宽Bs的比作为参考。只有当时，才被称之为扩频通信，否则只能是宽带或窄带通信。

（2）扩频通信原理图6-9给出了扩频通信系统的结构图。发送端：

a．输入数字信号ak(t)首先经过信息调制（如PSK调制），从而获得窄带已调信号bk(t)。

b．bk(t)信号再与高速的伪随机序列（PN码）Ck(t)进行调制，得到输出信号Sk(t)。Sk(t)的带宽将远大于传输信息的频谱宽度，因此称此过程为扩频。

c．将Sk(t)信号送至上变频(U/C)器中，将其转换成射频信号进行发射。

接收端：

a．将接收下来的射频信号送至下变频(D/C)器，其输出为中频信号S(t)，此信号中夹杂着干扰和噪声信号。

b．将中频信号S(t)与发射端相同的本地Cm(t)进行扩频解调（解扩），将中频信号S（t）变为窄带Bm（t）信号。

c．将窄带Bm（t）信号经过信息解调器之后，恢复出原数字信号am(t)。与发射端Ck(t)PN码序列不相同的中频信号或干扰信号仍占据整个扩频频带，因此CDMA移动通信系统是一个自干扰系统。

2、CDMA系统中的C/I计算（1）载干比①定义

式中：

Eb代表一比特信息所携带的能量；

Rb表示信息速率；

I0是干扰信号的功率谱密度（每赫兹干扰功率）；

W是总频段宽度（即CDMA系统中的扩频带宽）。

Eb/I0称为归一化信干比，取决于系统的误码率或话音质量，与系统中所采用的调制方式和编码方式有关。

W/Rb代表系统的扩频因子，即系统的处理增益。

②假设n个用户共用一个无线频道（n>>1），可见每一用户都会受到来自其他n-1个用户信号的干扰。如果到达某接收机的信号强度与各干扰信号的强度相同，则载干比为

可得

从上式可以看出，在一定的误码率下，归一化信干比Eb/I0越小，系统中所允许容纳的用户数越多。

（2）话音激活技术的影响在FDMA、TDMA、CDMA系统中都使用此技术，但在FDMA和TDMA系统中使用此项技术时要求系统能够实现动态信道分配，这样会增加额外的控制开销和信号的传输延时。而在CDMA系统却很容易实现。

设话音的占空比为d（即激活期），则系统容量（用户数）

系统的载干比为：

（3）扇区的使用在CDMA系统中使用定向天线，将小区划分成若干个扇区，例如使用120°的定向天线将小区分成三个扇区，这样可使背景噪声减小到原来的1/3，因而CDMA系统的载干比增加了3倍。

若小区中所分扇区数为G,则用户数

系统的载干比为：

虽然在FDMA系统和TDMA系统中同样也可使用扇形分区来减少背景噪声干扰，但远不能达到CDMA系统中的如此高的噪声抑制作用。

（4）邻近小区的干扰影响①正向传输时邻近小区的干扰影响●正向传输是指基站将信号发送给移动台的过程。

●在CDMA系统中，任意移动台在受到基站发来的有效信息的同时，还会收到基站发给其他移动台的信号，这些信号便构成对接收有效信息的移动台的干扰，这就是多址干扰。

由于移动台在接近该基站和离开该基站过程中，有用信号与干扰同时增大或减小，因此基站没有进行功率控制。移动台位置小区内的任何地点，其载干比均相同。

但若考虑邻近小区的干扰的话，情况便不同。当移动台处于小区的边缘时，由于其远离其主基站，因而有用信号强度越来越弱，而来自邻近小区的干扰却越来越强。由此可见，当移动台位于三个小区的交界处时，所受到的邻近小区的影响最为严重。

●CDMA系统正向传输的用户数n

即每小区所允许同时工作的用户数。

CDMA系统的信道复用比F，F=0.6

②反向传输时的干扰影响●反向传输是指移动台向基站发送信息的过程。

●在移动系统中为了克服远近效应的影响，因而移动台中均使用功率控制机制。这样无论移动台位于小区的何处，信号功率到达基站时，都能保证此时的载噪比大于某门限值。6.5卫星接收机载噪比

与G/T值的计算

由通信原理知道，无论是模拟通信系统的输出信噪比，还是数字通信系统的传输速率和误码率，都是与接收系统的输入信噪比（载波噪声比C/N）有关的。

卫星通信也不例外，为了满足一定的通信容量和传输质量，都需要对接收系统输入端的信噪比提出一定的要求，可是，由于卫星通信系统从发端地球站到收端地球站的信息传输过程中，还有经过上行链路、转发器和下行链路。

为此，还有必要讨论一下在卫星线路中，有哪些因素影响到接收系统输入端的信噪比；要保证正常的信息传输，应对通信线路中的有关设备提出怎样的要求；当考虑某些不稳定因素以及降雨等因素后，进行通信线路计算时应留有多大的余量等。

下面主要介绍卫星系统中的噪声与干扰类型、接收机载噪比（C/N）、地球站性能因数G/T值及其链路计算。

6.5.1卫星系统中存在的噪声与干扰类型在卫星通信系统中存在着多种噪声与干扰，它们分别是由不同的器件引入的，而且与系统所采用的寻址方式有关，下面分别进行介绍。

1．噪声类型在卫星通信系统中是以大气作为传输介质来完成地球站与卫星转发器之间的信息交互的。

由于其传输路径长，接收机所接收的信号功率非常弱，因此对噪声非常敏感。总的归纳起来有热噪声、天线噪声、接收系统噪声温度和交调噪声等等。

(1)热噪声统中的任何器件和设备工作时，都会给系统引入热噪声，其功率为，与数字微波中的噪声功率的形式相同。

其中K为波尔兹曼常数，K=1.38×10-23（J/K），T0为收信机的环境温度（用绝对温度表示，标准室温200，相当于T0＝293K），B为收信机的等效噪声带宽（单位为Hz）。

(2)天线噪声根据噪声源产生的原因，噪声源大致可分为自然噪声源和人为噪声源两大类。

自然噪声源包括宇宙噪声、太阳噪声、地面噪声、大气层吸收和降雨损耗等产生的噪声。人为噪声包括车辆、工厂和其他同频工作的地面系统以及卫星系统所发出的噪声。

由于噪声是通过接收机天线进入系统的，为了衡量进入接收系统的噪声大小，因而我们提出了一个新的物理量——天线噪声温度。

在图6-5中给出了一个典型地面站当它受到大气吸收（实线）和银河系外噪声（虚线）影响时的天线噪声温度示意图。

可见天线噪声温度与天线的仰角和系统工作频率有关。当天线仰角较小时，给系统引入的天线噪声温度较高，而当天线仰角角度较大时，则较小。

究其原因，这是因为增加仰角会缩短地球站与卫星之间电波传输路径，这样既减小了路径损耗，又降低了引入噪声。

2．干扰卫星系统中所能存在的干扰有很多种，而且与系统中运用的多址方式有关，这里我们详细介绍几种常见的干扰。

(1)交调干扰由于卫星链路很长，因而信号无论经过上行链路，还是下行链路传输之后，其功率损耗很大，此时进入卫星或地球站的信号功率很弱。

因此在卫星和地球站都安装了高功率放大器用于信号放大之用，但此，当同时有多个载波送入放大器时，其输出信号中将包含各种新的频率成份（也称为互调产物）。

当这些频率成份正好落在有效工作频带内时，便造成对工作信道的干扰，这就是互调干扰，也称为互调噪声，它是多载波卫星通信系统的主要的噪声来源。

(2)邻道干扰所谓邻道干扰是指相邻波道或相近波道所带来的干扰，其产生的原因主要如下：

①相邻波道间隔过小或接收滤波器特性不完善造成的干扰②其它站寄生发射造成的干扰

寄生发射是指两个相距不太远的、工作频率相近的地球站会出现这样的现象，即其发射信号部分地落入其他站的接收频带内的现象。可见这部分信号便构成了对本波道的干扰。

(3)相邻波束间的干扰——由于天线方向图的旁瓣效应当卫星系统中采用了空分多址方式时，即采用波束隔离方式，它首先是将地球表面分成若干个区域，不同的区域用不同的波束覆盖，而且彼此互不重叠。

这样不同波束可以采用相同频带，但由于天线方向图的旁瓣效应，使得两个彼此接近的波束之间存在相互干扰这就是相邻波束间的干扰。

(4)交叉极化干扰——环境，多径传播所谓交叉极化干扰是指当这两个极化波彼此没有完全正交时所造成的相互干扰。

这种干扰产生的原因是由于环境的影响，例如雨雾等引起的去极化效应，使原本正交的极化波到达接收端时彼此不完全正交了。而地球站与卫星天线间交叉极化鉴别度是有限的，从而接收端不能正确接收两个波束。

(5)码间干扰当数字序列经过具有理想低通特性的信道时，如果其传输速率以及所占用信道带宽满足奈奎斯特准则，那么其输出信号序列中各比特间不存在码间干扰，然而理想的低通信道是可欲而不可求的，这是无法实现的。

通常信道具有滚降特性（即它在截止频率处不具有垂直截止特性，而是有一定的缓变过程，可见其频带宽度增加），这样当上述数字信号序列经过具有滚降特性的低通信道时。

其输出的各比特波形将出现相互重叠的现象，从而构成码元之间的相互干扰，即“码间干扰”。可见任何数字通信系统中都会存在着这种干扰。

(6)同频干扰所有进入接收机通带内的、与本信道频率相同的、或相近的无用信号都会对本信道信号构成干扰，这种干扰就是同频干扰。

6.5.2接收机载噪比与地球站性能因数G/T值接收机载噪比的大小直接影响卫星系统的传输质量和通信容量，因此需要对接收机载噪比提出一定的要求。

1．接收机输入端的信号功率在卫星通信线路中，虽然电波传播路径很长，但主要是在自由空间中传播，因此通常都是先按这一简单情况考虑，再在此基础上依电波在大气层中传播所受的影响加以纠正。

2．接收机输入端载噪比C/N

接收机输入端载噪比是指接收机输入端所接收到的有用信号功率与噪声之比。用符号C/N表示。

3．地球站性能因数G/T值

（6-18）

由式（6-18）可以看出，当设计好一个卫星转发器之后，那么卫星转发器的有效全向辐射功率就确定了。

如果地球站的工作频率以及接收系统带宽B一定的话，我们就可以惟一地确定的数值。

由此可见此时接收系统输入端载波噪声比将由决定，因而我们通常将其称为地球站性能因数，简写为。

显而易见，值愈大，比值也愈高，表明地球站的接收系统性能越好。6.6卫星通信线路的C/T值

上面讲到了要保证卫星系统的传输质量和通信容量，需要接收机载噪比C/N达到一定的要求。

那么，卫星线路应具备怎样的参数，才能符合上述要求呢？前面得出的载噪比C/N的公式是带宽B的函数，缺乏一般性，对不同带宽的系统不便于比较，若