功率放大器的线性化技术

功率放大器的线性化技术第1页，共182页，2023年，2月20日，星期四内容射频及微波功率放大器发展动态1射频及微波功率放大器设计2功率放大器的线性化技术3射频及微波固态功率放大器中的新颖技术4第2页，共182页，2023年，2月20日，星期四绪论

射频及微波固态功率放大器发展动态第3页，共182页，2023年，2月20日，星期四StandardAMPS/NAMPSETACSJTACS/NTACSYearintroduced1983/198819851988/1993Uplinkfrequencyband(MHz)NorthAmericaUnitedKingdomJapan915－25

824－49890－15

Channelbandwidth(kHz)30/102525/12.5MultipleaccessFDMAFDMAFDMAModulationFMFMFMMaximumtransmitpower(dBm)27.8N/AN/APAvoltage(V)3.6-6.03.6-6.03.6-6.0TypicalPAquiescentcurrent(mA)303030Typicalefficiency(%)>50>50>50Several1GAnalogWirelessSystems第4页，共182页，2023年，2月20日，星期四StandardGSMIS-54IS-95PDCPHSYearintroduced19901991199319911993UplinkfrequencybandEuropeNorthAmericaNorthAmericaJapanJapan(MHz)890-915824-849824-849940-9591,895-1,907Carrierspacing(kHz)200301,25025300MultipleaccessTDMA/FDMATDMA/FDMACDMA/FDMATDMA/FDMATDMA/FDMAModulationGMSKp/4-DQPSKOQPSKp/4-DQPSKp/4-DQPSKDuplexmodeFDDFDDFDDFDDTDDMaximumtransmitpower(dBm)3027.827.83319Long-termmeanpower(dBm)2123172810Peak-to-averagepowerratio(dB)03.25.12.62.6Transmitdutyratio(%)12.533.3Variable33.333.3PAvoltage(V)3.5-6.03.5-6.03.5-6.03.5-4.83.1-3.6ACPR(dBc)N/A-26-26-48-50TypicalPAquiescentcurrent(mA)20180200150100Typicalefficiency(%)>50>40>30>50>50Several2GDigitalWirelessSystems第5页，共182页，2023年，2月20日，星期四用于移动通信的功率放大器

频率范围MHzPout(dBm)增益(dB)功率附加效率(%)偏置(V)GSM890∼190032∼35>3050∼553∼5.8PCS1850∼191028∼32>2430∼423∼5.8蜂窝824∼92828∼32.5>2730∼603∼5.8第6页，共182页，2023年，2月20日，星期四数字移动通信对非线性分析的影响非恒包络信号—对非线性敏感NADC(π/4-QPSK)、CDMA(QPSK、OQPSK)高功率附加效率—非线性状态较强低邻信道干扰—要求线性好挑战解决高功率附加效率与低邻信道干扰的矛盾如何在线性度和效率之间做到较好的兼顾？第7页，共182页，2023年，2月20日，星期四高功放的发展现状功率回退：传统的功率放大器一般采用回退技术来实现不同功放要求，是目前主要采用的技术。基本原理:输入功率减小1dB时，三阶交调系数改善2dB，通过减小输入功率的方法改善功率放大器的线性。优缺点:简单、易实现降低效率、增大成本小功率、适用于线性要求不很高的系统第8页，共182页，2023年，2月20日，星期四负反馈法

优缺点:简单、易实现频带较窄、稳定性较差适用于线性要求不高的系统

第9页，共182页，2023年，2月20日，星期四前馈技术：采用前馈技术优点是能大大改善功放的线性度，缺点是成本较高、难度大、功放的效率会比较低，这种技术近几年在国内外已经得到了广泛的应用。第10页，共182页，2023年，2月20日，星期四预失真技术预失真又分这模拟预失真（APD）和数字预失真（DPD）1、模拟预失真是指在功放输入前加入一个预失真器，这种预失真器产生的非线性与功放产生的非线性相们相反，从而可以实验非线性的矫正，模拟预失真又分为射频预失真和中频预失真。这种技术优点是实现简单、技术难度小、成本低；缺点是线性度改善不高。第11页，共182页，2023年，2月20日，星期四2、基带数字预失真技术基带数字预失真技术是近几年发展起来的一种新型技术，是线性功放发展的主流。这项技术目前还不是很成熟、是未来线性功放发展的方向。其优点是线性度高、效率高；缺点是电路复杂、实现难度较大。原理是将功放输入的信号取样，下变频到中频、经数字中频处理后、提取基带数字信号的辐度和相位信息，再将输出的非线性的信号同样变频到基带，并提取相应的信息，两者相比较，再通过相位和辐度调整电路将输入信号进行动态地矫正。第12页，共182页，2023年，2月20日，星期四基带数字预失真的硬件原理第13页，共182页，2023年，2月20日，星期四极性环第14页，共182页，2023年，2月20日，星期四笛卡儿环第15页，共182页，2023年，2月20日，星期四技术类型技术成熟度技术难度功放效率是否获得商用生产难度体积可靠性成本基于前馈技术的功放成熟中低于10％是难大低高基于DPD技术的功放步入成熟难高，典型值19％是易小高低基于DPD加Doherty技术的功放试验阶段难高，典型值27％否易小高低新一代基站功放和传统功放的技术比较第16页，共182页，2023年，2月20日，星期四第二章射频及微波功率放大器设计二端口网络及S参数1准线性网络设计2负载牵引法3第17页，共182页，2023年，2月20日，星期四2.1二端口网络理论及S参数传统的网络参数1散射参数2二端口网络参数间转换3传输线4第18页，共182页，2023年，2月20日，星期四2.1.1传统的网络参数第19页，共182页，2023年，2月20日，星期四阻抗参数第20页，共182页，2023年，2月20日，星期四导纳参数第21页，共182页，2023年，2月20日，星期四混合参数第22页，共182页，2023年，2月20日，星期四传输参数第23页，共182页，2023年，2月20日，星期四第24页，共182页，2023年，2月20日，星期四2.1.2散射参数入射波ai，入射波bi第25页，共182页，2023年，2月20日，星期四端口2处接有匹配负载时，在端口1处的反射系数端口1处接有匹配负载时，在端口2处的反射系数端口1处接有匹配负载时，端口2到端口1的传输系数端口2处接有匹配负载时，端口1到端口2的传输系数第26页，共182页，2023年，2月20日，星期四2.1.3二端口参数的相互转换第27页，共182页，2023年，2月20日，星期四2.1.4传输线(TransmissionLines)分布(distributed)参数系统与集总(lumped)参数系统

–任何电路、元器件、连接线本质上都是分布系统，在某些条件下它们的分布特性可以被忽略，正如在某些条件下微积分可以简化为四则运算。

–对于一条长度为l

的低损耗连接线和波长为λ的信号， ①当l<<0.1λ，连线可以看成理想的电路连接线(阻抗为0的集总系统)。

②当l>0.1λ，我们认为它是一个分布系统－传输线。

–分布vs.寄生(parasitic)•准静态(Quasi-Static)与非准静态(NQS) –QS：电路理论适用，NQS：电磁场理论适用第28页，共182页，2023年，2月20日，星期四ICDesign

需要传输线知识吗–

空气中1GHz信号的波长为30cm，芯片的尺寸以mm计，因此在这个频段附近(lowerGHz)的RFIC内部通常还不需要考虑传输线效应–

当频率高到一定程度，电路中存在较长的连线，或者需要精确分析电路的工作情况，即使是IC设计也不得不使用传输线理论–

IC与外界连接时(不论是测试还是实际应用)都将用到传输线–

传输线现象是典型的高频现象，传输线理论是理解高频电路、信号和系统的基础和重点•

抽象的传输线–

一根信号线和地(线或面)就组成了传输线–

电磁波将沿信号线传输并被限制在信号线和地之间第29页，共182页，2023年，2月20日，星期四第30页，共182页，2023年，2月20日，星期四第31页，共182页，2023年，2月20日，星期四第32页，共182页，2023年，2月20日，星期四第33页，共182页，2023年，2月20日，星期四第34页，共182页，2023年，2月20日，星期四第35页，共182页，2023年，2月20日，星期四第36页，共182页，2023年，2月20日，星期四第37页，共182页，2023年，2月20日，星期四第38页，共182页，2023年，2月20日，星期四传输线阻抗变换第39页，共182页，2023年，2月20日，星期四第40页，共182页，2023年，2月20日，星期四2.2准线性网络设计方法

为简化功率放大器设计过程，在一些情况下，使用基波电流和电压之比和非线性元件用等效平均基波线性元件代替，可用准线性方法分析。依据信号电压的等效平均线性元件的推导是基于静态伏-安和电压-电容有源器件特性。第41页，共182页，2023年，2月20日，星期四2.3负载牵引法•

直接方法，也是一种借助实验手段的方法•

确定功率放大器的增益、输出功率、非线性特性与负载的关系•

确定振荡器的频率牵引特性、振荡稳定区与负载的关系•

在设计功率放大器时，用测量系统测出功率放大器在不同负载情况下的增益、输出功率、三阶交调失真及二次谐波，用这些数据在阻抗园图上画出负载阻抗的轨迹，从中选出合适的参数作为设计依据•

优点：测试结果能使设计人员一目了然，便于设计采用计算机自动测试系统，测试结果可靠•

缺点：被测放大器的功率越大要求信号源功率也越大无法测量激励频率的谐波阻抗，很难估计谐波影响。第42页，共182页，2023年，2月20日，星期四第3章功率放大器的线性化技术非线性电路基本概念与定义1放大器中的非线性现象2功率放大器的线性化技术3第43页，共182页，2023年，2月20日，星期四非线性电路基本概念与定义线性与非线性线性电路满足叠加原理。线性系统的响应中仅包含激励信号的频率,不会产生新的频率分量。非线性系统产生大量的新的频率分量。因此,是否有新的频率产生这个标准就成为严格区分线性和非线性电路的界限。第44页，共182页，2023年，2月20日，星期四弱非线性：电路的特性()如果能用幂级数展开。可用Volterra级数法进行分析。强非线性只能通过谐波平衡法或者时域方法来分析。准非线性第45页，共182页，2023年，2月20日，星期四两端非线性转移非线性第46页，共182页，2023年，2月20日，星期四频率的产生

组合频率

第47页，共182页，2023年，2月20日，星期四放大器中的非线性现象线性放大器在通信系统与图象传输系统中的作用

第48页，共182页，2023年，2月20日，星期四信号失真特性

系统的非线性特性第49页，共182页，2023年，2月20日，星期四无记忆系统中的振幅非线性第50页，共182页，2023年，2月20日，星期四1dB增益压缩点可定义为信号电平的增益比线性增益小1dB1dB压缩点对应的Vi第51页，共182页，2023年，2月20日，星期四两端口网络的输入阻抗与输出阻抗相等第52页，共182页，2023年，2月20日，星期四第53页，共182页，2023年，2月20日，星期四双音包络分析抑制载波双边带调幅波波形第54页，共182页，2023年，2月20日，星期四

放大器增益压缩第55页，共182页，2023年，2月20日，星期四双音包络失真第56页，共182页，2023年，2月20日，星期四双音包络IM仿真第57页，共182页，2023年，2月20日，星期四具有不同峰/平均功率比(平均功率相图)的RF电压包络第58页，共182页，2023年，2月20日，星期四包络压缩第59页，共182页，2023年，2月20日，星期四

峰/平均功率比为6dB,4.7dB,3dB的双音IM包络仿真第60页，共182页，2023年，2月20日，星期四调幅—调相(AM-PM)转换效应1.9GHz1W功率放大器实测AM-PM转换第61页，共182页，2023年，2月20日，星期四

包络振幅变化和对应的AM-PM相位变化第62页，共182页，2023年，2月20日，星期四RF功率放大器中的偏置调制效应甲乙类放大器双音包络激励下供电电流的变化有可能产生供电电压调制第63页，共182页，2023年，2月20日，星期四数字调制系统对RF功率放大器的指标要求(a)OQPSK(b)GMSK星座图π/4DQPSK星座图第64页，共182页，2023年，2月20日，星期四功率放大器的线性化技术(a)多通道放大(b)多信道单放大器放大多载波或多信道放大第65页，共182页，2023年，2月20日，星期四PA振幅线性器基本作用预失真原理框图第66页，共182页，2023年，2月20日，星期四负反馈线性化技术

一般的反馈系统第67页，共182页，2023年，2月20日，星期四

放大器的反馈第68页，共182页，2023年，2月20日，星期四反馈减小了失真

第69页，共182页，2023年，2月20日，星期四RF本级串联反馈RF放大器的并联反馈第70页，共182页，2023年，2月20日，星期四并馈RF放大器实际电路图三种其他结构的并联反馈第71页，共182页，2023年，2月20日，星期四单级1W功率放大器相频特性第72页，共182页，2023年，2月20日，星期四差频反馈原理框图第73页，共182页，2023年，2月20日，星期四简单的包络反馈系统第74页，共182页，2023年，2月20日，星期四调制包络反馈第75页，共182页，2023年，2月20日，星期四包络反馈线性化放大器第76页，共182页，2023年，2月20日，星期四极性环校准系统第77页，共182页，2023年，2月20日，星期四修正的极性环发射机第78页，共182页，2023年，2月20日，星期四高频极性环发射机第79页，共182页，2023年，2月20日，星期四具有失真反馈的RF放大器第80页，共182页，2023年，2月20日，星期四卡特生补偿RF反馈系统第81页，共182页，2023年，2月20日，星期四Cartesian-Loop发射机实例第82页，共182页，2023年，2月20日，星期四900MHz载波移相网络调制移相网络第83页，共182页，2023年，2月20日，星期四HF卡特生环发射机框图第84页，共182页，2023年，2月20日，星期四预失真技术预失真是开环线性化技术中最常用的方法。所谓的预失真技术简单的说,就是产生一个预先的失真,来精确的补偿RF功率放大器的失真特性,二者级联后的系统仅产生小的或者是没有输入-输出失真(当然,后者是不可能的)。围绕输入信号的预失真技术有下列种类：1,RF预失真—预失真元件工作在最终载频;2,IF预失真—可用于不同的载频,或者预失真元件在载频工作不满意;3,基帶预失真。第85页，共182页，2023年，2月20日，星期四预失真技术工作机理RF放大器和预失真器预失真系统的工作原理第86页，共182页，2023年，2月20日，星期四立方RF/IF预失真器第87页，共182页，2023年，2月20日，星期四产生扩张特性的一般方法第88页，共182页，2023年，2月20日，星期四简单预失真器的其它形式第89页，共182页，2023年，2月20日，星期四串联二极管预失真器变容二极管预失真器第90页，共182页，2023年，2月20日，星期四FET-Based预失真器第91页，共182页，2023年，2月20日，星期四反向并联二极管为基础的预失真器第92页，共182页，2023年，2月20日，星期四环行器为基础的反向并联为基础的预失真器改进的反向并联二极管预失真器结构第93页，共182页，2023年，2月20日，星期四使用谐波的预失真器第94页，共182页，2023年，2月20日，星期四IF预失真器第95页，共182页，2023年，2月20日，星期四曲线-匹配预失真器第96页，共182页，2023年，2月20日，星期四复数预失真器第97页，共182页，2023年，2月20日，星期四

判决式温度补偿预失真器第98页，共182页，2023年，2月20日，星期四基于邻频测量的反馈控制来实现自适应控制第99页，共182页，2023年，2月20日，星期四基于RF预失真器控制校准的线性化器第100页，共182页，2023年，2月20日，星期四应用基帶反馈的自适应控制第101页，共182页，2023年，2月20日，星期四数字自适应预失真系统第102页，共182页，2023年，2月20日，星期四使用查表法的预失真系统第103页，共182页，2023年，2月20日，星期四前馈技术前馈技术克服了传统RF反馈中延迟带来的影响。可以这样说,前馈技术提供了传统RF反馈技术的优奌,但沒有传统反馈技术中不稳定和帶宽受限的缺点。可是,前馈技术的优点是用高价格的代价換来的。前馈技术在放大器的输出端应用了反馈校准,由于在输出校准,功率电平大,校准信号需放大到较高的功率电平。这样,就需要额外的辅助功率放大器,而且要求这个辅助功率放大器本身的失真特性应处在前馈环系统指标的上限。系统内各种元件的增益、相位跟踪准确度也必须保证,而且要稳定。在整个频率范围內,温度和时间的校准精度完全依赖系统内各元件的精度。尽管存在着这样和那样的问题,前馈技术仍是最热门的,因為它是目前唯一能满足宽帶、多载波系统功率放大器线性化技术指标要求的技术。商品化的前馈功率放大器的指标说明:单一的前馈环可降低三价产物20-30dB,多重前馈环则可降低50dB之多。第104页，共182页，2023年，2月20日，星期四基本前馈环原理框图第105页，共182页，2023年，2月20日，星期四基本的前馈环框图第106页，共182页，2023年，2月20日，星期四前馈环分析第107页，共182页，2023年，2月20日，星期四不同α值下的三阶失真第108页，共182页，2023年，2月20日，星期四双环前馈框图第109页，共182页，2023年，2月20日，星期四

双环前馈系统的变型第110页，共182页，2023年，2月20日，星期四前馈环的一般特性和优缺奌a,前馈校准不降低放大器的增益;反馈系统则是牺牲增益来換取系统的线性度;b,在感兴趣的频帶内,增益-帶宽性能是有所保存的,但在反馈系统中,这两个指标是一对矛盾,反馈系统需要非常宽的帶宽,但增益却较低;c,前馈校准不依赖于系统内放大器的延迟大小(量级),高增益RF放大器常常具有大的群时延,在反馈系往中会造成潛在的不稳定;d,前馈校准不基于过去的事件(与反馈不同),校准基于当前狀态,而不是稍微过去的狀态;e,基本的前馈环是无条件稳定,这是最重要的优点;f,价格是增加环数(级数)的最主要的限制因素,但环数决定了校准的水平,环数增加,线性度指标提高,尺寸和重量增加,效率降低,价格上升,換句话说,只要前馈校准环数不受限制,理论上,可达到任意高的校准水准,实际系统并非如此,因为误差放大器的失真直接反映到输出端口,增益、相位的失配也会影响性能;第111页，共182页，2023年，2月20日，星期四g,理想狀态下,误差放大器仅仅处理主放大器的失真信息,它比主放大器的功率低得多,因此,可使用线性度更好、噪声更低的放大器；h,容差:在单环前馈系统中,放大器中的哪一个失效,都使系统性能恶化,或可能使最后的输出功率大大下降,但是,系统不会全部失效;反馈系统中,仅仅在正向途径中有一个放大器,如果它失效,则整个系统失效;如果是多环前馈系统,如果一个或几个放大器失效,系统性能仅适度恶化。前馈系统与反馈系统相比,也有很多缺奌,导至前馈系统使用得不普遍。器件的特性随时间与温度的改变,性能也会变化,前馈系统中沒有考虑这种变化的补偿,前馈系统的开环特性不允许进行这些校准;前馈系统要求电路元件间幅度和相位的匹配在感兴趣的频帶内要保持非常高的程度;电路的复杂程度比反馈系统高得多,而且需要额外的误差放大器,因此尺寸较大,重量较重,价格较高。第112页，共182页，2023年，2月20日，星期四一、分布参数

分布电容存在于二个导体之间、导体与元器件之间、导体与地之间或者元件之间。引线电感，顾名思义是一种元件间连接导线的电感，有时，也称之为内部构成电感。分布参数的影响在直流和低频时是不严重的。但是，随着频率的增加，影响越来越大。3.1非线性电路基本概念与定义第113页，共182页，2023年，2月20日，星期四二、RF频段是一种相对概念集中参数频段可用“路”的概念来分析分布参数则用“场”的概念来分析。RF频段与电路尺寸有关，电路尺寸只要小于八分之一导波波长(λg)，就可用路的概念来分析电路。RF电路既可用路的概念分析问题，又可用分布参数概念—长线理论来分析，或者说，用“路”分析时，还要考虑分布参数的影响。第114页，共182页，2023年，2月20日，星期四三、趋肤效应

趋肤效应：ac电流流经导体时趋向于导体外边部分，而dc电流流经整个导体。随着频率的升高，趋肤效应形成了一个较小的导流带，结果，形成了大于dc电阻的ac电阻。

趋肤深度示意图趋肤深度：电流密度降到表面电流密度1/e=1/2.718=0.368处的临界深度。趋肤效应引起的最明显的影响就是引起信号传输途径中的损耗增加。第115页，共182页，2023年，2月20日，星期四四、寄生耦合RF电路中信号很容易从电路内向外部和在电路内部之间辐射。这样，造成了电路内部元件之间、电路与他的环境之间、他的环境与电路之间的互相耦合。这种耦合又称之为寄生耦合，电路元件之间的耦合造成了RF电路中的寄生反馈，引起电路的不稳定及性能下降。地线上电位差引起的寄生反馈第116页，共182页，2023年，2月20日，星期四克服RF电路中寄生反馈的有效手段之一是屏蔽。所谓屏蔽就是把易引起电磁辐射的元器件用金属盒封蔽起来或者隔离开来，切断(或削弱)他们的电磁耦合途经，金属外壳要妥然接地。屏蔽盒及接地第117页，共182页，2023年，2月20日，星期四五、公用电源的去耦合问题RF电路中电源的去耦合第118页，共182页，2023年，2月20日，星期四第119页，共182页，2023年，2月20日，星期四六、无源元件(PassiveComponents)非线性电路大量使用无源元件，它们用于：

–阻抗匹配或转换

–抵消寄生元件的影响(扩展带宽) –提高选择性(调谐、滤波、谐振) –移相网络、负载等等第120页，共182页，2023年，2月20日，星期四RF电路中的电阻电阻的等效电路描述电阻R的绝对值阻抗随频率的变化第121页，共182页，2023年，2月20日，星期四RF电路中的电感

高频电感线圈的等效电路空心线圈的频率响应第122页，共182页，2023年，2月20日，星期四RF电路中的电容

高频电容电等效电路引线电容的频率响应第123页，共182页，2023年，2月20日，星期四简单串、并联谐振回路与双调谐耦合谐振回路LC谐振回路的电路结构第124页，共182页，2023年，2月20日，星期四特性串联谐振回路并联谐振回路阻抗幅频特性相频特性谐振电阻r谐振频率谐振回路特性第125页，共182页，2023年，2月20日，星期四谐振回路特性特性串联谐振回路并联谐振回路Q值特性阻抗阻抗特性感性容性纯阻（r）纯阻（R0）容性感性通频带注：式中为广义失谐第126页，共182页，2023年，2月20日，星期四品质因数的物理意义

品质因数实际上描绘的是系统储能与耗能之间的关系。第127页，共182页，2023年，2月20日，星期四七、SmithChart－反射系数平面上的阻抗和导纳反射系数平面(Γ平面)

反射系数Γ可以用一个平面直角坐标中的点(X,Y)来 表示，X和Y分别是它的实部和虚部，即G=X+jY，这是一一对应的关系。•Γ还和阻抗存在一一对应的关系因此阻抗也和Γ平面上的点存在一一对应的关系–

将反射系数表达式中的阻抗对传输线的特征阻抗Z0

进行归一化：

z=Z/Z0=r+jx，进一步得到第128页，共182页，2023年，2月20日，星期四第129页，共182页，2023年，2月20日，星期四第130页，共182页，2023年，2月20日，星期四第131页，共182页，2023年，2月20日，星期四第132页，共182页，2023年，2月20日，星期四第133页，共182页，2023年，2月20日，星期四第134页，共182页，2023年，2月20日，星期四•SmithChart

的应用–

读取阻抗、导纳、反射系数、驻波比等–LC和传输线匹配网络设计–

微波、射频放大器设计»

噪声系数»

增益»

稳定系数–

微波、射频振荡器设计•

小结–

史密斯圆图是反射系数平面上的阻抗和导纳坐标系–

平面直角坐标(反射系数)和圆坐标(阻抗和导纳)的结合使LC和传输线电路的计算变得非常直观，在高频放大器设计中有广泛的应用第135页，共182页，2023年，2月20日，星期四八、阻抗变换及匹配：概述•

为什么要匹配–

在传输中获得最大的功率或效率–

保证系统具有正确传输特性(例如LC滤波器需要匹配负载)–

提高信噪比(降低噪声系数)–

减少由于反射引起的信号失真–

确保电路稳定–

为各模块之间提供方便、可靠的连接•

为什么低频信号不需要匹配(想想弹簧的情况)–

从波长与器件/传输线尺寸的关系看，信号在传输过程中的相位与幅度近似不变–

从周期与传输时间上看，虽然反射仍然存在，但是在信号的有效周期内将会衰减到可以忽略(极限情况：DC)第136页，共182页，2023年，2月20日，星期四•为什么逻辑电路通常不需要匹配–这是一个能量(或功率、信噪比)与状态的区分问题，与高频模拟电路不同，逻辑电路中所传递的是电平的高低状态•两种不同的匹配概念–对传输线阻抗的匹配：ZL=Z0–对信号源阻抗的匹配：ZL=Zs*•匹配网络设计的一些考虑–工作频率–带宽或Q值–实现方式和结构•阻抗匹配/变换网络的基本形式–LC阻抗变换技术–传输线匹配技术–变压器第137页，共182页，2023年，2月20日，星期四LC阻抗变换网络第138页，共182页，2023年，2月20日，星期四第139页，共182页，2023年，2月20日，星期四第140页，共182页，2023年，2月20日，星期四第141页，共182页，2023年，2月20日，星期四第142页，共182页，2023年，2月20日，星期四第143页，共182页，2023年，2月20日，星期四传输线阻抗变换第144页，共182页，2023年，2月20日，星期四第145页，共182页，2023年，2月20日，星期四3.2放大器中的非线性现象¤GainandPhasedependsonInputSignal¤3rdOrderGain-Nonlinearities:第146页，共182页，2023年，2月20日，星期四¤HigherOutputLevel(closetoSaturation)resultsinmoreDistortion/Nonlinearity第147页，共182页，2023年，2月20日，星期四Nonlinearityleadsto?¤GenerationofHarmonics¤IntermodulationDistortion/SpectralRegrowth¤SNR(NPR)Degradation¤ConstellationDeformation第148页，共182页，2023年，2月20日，星期四IntermodulationandHarmonics第149页，共182页，2023年，2月20日，星期四SpectralRegrowth¤EnergyinadjacentChannels¤ACPR(AdjacentChannelLeakagePowerRatio)increases第150页，共182页，2023年，2月20日，星期四ReducedNPR(NoisePowerRatio)¤InputSignal¤OutputSignalofNonlinearAmplifier¤DegradationofInbandSNR¤NoisyConstellation第151页，共182页，2023年，2月20日，星期四ConstellationDeformation¤InputSignal¤OutputSignalofNonlinearAmplifier(withGain-andPhase-Distortion)第152页，共182页，2023年，2月20日，星期四AM/AM-andAM/PM-Conversion¤GaAs-PA第153页，共182页，2023年，2月20日，星期四AM/AM-andAM/PM-Conversion¤LDMOS-PA第154页，共182页，2023年，2月20日，星期四3.3功率放大器中的线性化技术A负反馈线性化技术B预失真技术C前馈技术第155页，共182页，2023年，2月20日，星期四Direct(RF)Feedback直接反馈技术负反馈线性化技术DistortionFeedback间接反馈技术第156页，共182页，2023年，2月20日，星期四¤ClassicalMethod¤DecreaseofGain→LowEfficiency¤FeedbackneedsmoreBandwidththanSignal¤StabilityProblemsathighBandwidthsDirect(RF)Feedback第157页，共182页，2023年，2月20日，星期四单级1W功率放大器相频特性第158页，共182页，2023年，2月20日，星期四DistortionFeedback¤FeedbackofoutbandProductsonly¤HigherGainthanRFfeedback¤StabilityProblemsduetoReverseLoop第159页，共182页，2023年，2月20日，星期四预失真技术（Predistortion）预失真的IM3与AM，PN失真的关系第160页，共182页，2023年，2月20日，星期四数字预失真（DigitalPredistortion）¤DigitalImplementationofCartesianFeedback¤AdditionalADCs,DSPPower,Oversamplingneeded¤LoopcanbeopenedànoStabilityProblems第161页，共182页，2023年，2月20日，星期四模拟预失真（AnalogPredistortion）¤PredistorterhasinverseFunctionofAmplifier¤LeadstoinfiniteBandwidth(!)¤Hardtorealize(accuracy)第162页，共182页，2023年，2月20日，星期四AnalogPredistortion¤PossibleRealizations:第163页，共182页，2023年，2月20日，星期四前馈技术（Feedforward）¤OvercomesStabilityProblembyforward-onlyLoops¤CriticaltoGain/Phase-Imbalances0.5dBGainError→-31dBCancellation2.5°Ph