电力电子第5章课件

直流/交流变换-逆变器第五章

内容提要

逆变电路分类和调制方式单相电压型逆变器单相电流型逆变器三相电压型PWM逆变器电压空间矢量控制逆变器SVPWM

多电平逆变器三相电流型逆变器

5.1逆变电路分类和调制方

式电压源型和电流源型逆变电路180°和120°导通型逆变电路PWM调制逆变电路

5.1.1电压源型和电流源型逆变电路电流源型逆变器:直流回路采用大电感滤波，电感使逆变器输入电流Id波动很小，具有电流源的性质，故称为电流源型逆变器（图5.1b）电压源型逆变器:当直流回路采用大电容滤波时，逆变器输入电压Ud波动很小，具有电压源的性质，故称为电压源型逆变器（图5.1a）

5.1.1电压源型和电流源型逆变电路

(a)电压源型

(b)电流源型

图5.1电压源型和电流源型逆变电路

5.1.2PWM调制逆变电路通过脉冲宽度的控制，可以调节逆变器输出的电压和电流，可以减少输出波形的谐波，或消除某些特定次谐波

脉冲宽度调制的方法很多，主要有等宽脉冲调制、正弦脉宽调制和电压空间矢量控制等。

5.2.1电压型单相半桥式逆变器电压型单相半桥式逆变器电路如图5.2a电压型单相半桥式逆变器如图5.2b

5.2.2中心抽头变压器式单相逆变器只用两个开关器件的单相方波型逆变器还有带中心抽头变压器式（图5.3），图中两个开关器件交替驱动，各工作输出交流的一半周期（180°）

图5.3中心抽头变压器式逆变器

5.2.3电压型单相全桥式逆变器单相电压源型全桥式逆变器由四个开关器件和四个续流二极管组成（5.4a）。

5.2.4单相电压型全桥式逆变器的PWM控制方式

SPWM调制原理

单极性SPWM调制（SSPWM）双极性SPWM调制(BSPWM)双极性调制和单极性调制的比较

在数学上可以证明，如果正弦半波划分为N等份，每等份用对应的矩形脉冲来表示，如果矩形脉冲的面积与该等份正弦波的面积相等，则正弦半波就可以用一系列矩形脉冲来等效，这就是面积相等的原则,也称冲量等效原理（5.6）。如果矩形脉冲是等高不等宽的脉冲序列，则称为脉宽调制PWM；如果矩形脉冲是等宽不等高的脉冲序列，则称为脉冲幅度调制，简称脉幅调制PAM．

图5.6

PWM的面积等效原理

二单极性SPWM调制（SSPWM）

图5.7单极性SPWM调制

四双极性调制和单极性调制的比较双极性调制和单极性调制都通过调制波和载波比较，在交点处产生驱动信号。

调制比和载波比

单极性调制在输出交流的半周内只有单一极性的脉冲，因此输出电压（基波值）较高；采用PWM调制时，在输出电压中可以消除（N－2）次以下谐波，N为载波比，因此除基波外，其最低次谐波为（N－2）次。双极性调制同相上下桥臂的开关器件交替导通，较易产生直通现象，因此同相上下桥臂开关的关断和导通之间要有一定的时间间隔，称为“死区”，以确保不产生直通现象。

5.2.5PWM控制方式和数字化生成异步调制和同步调制

SPWM控制的数字化生成

一异步调制和同步调制根据载波比的不同情况，PWM有异步调制和同步调制两种调制方式。异步调制:调制中，载波频率fc保持不变，而调制波频率fr可调，因此载波比N不是常数，将随fr变化。同步调制:调制中，载波比N保持不变，即fr变化时，fc也作相应变化，因此同步调制时，交流输出电压在半周中的脉冲个数是固定的，并且为了保持输出波形对称，载波比N宜为奇数。分段同步调制:因为异步调制和同步调制各有优缺点，为取长补短，实用中常采取分段同步调制的方法。即将交流输出的频率划分为若干段，各段采用不同的载波比N，相当于异步调制。在各输出频率段内，采用同步调制的方法，保持载波比不变。

规则采样法

在正弦波和三角波的自然交点时刻控制功率开关器件的通断，这种生成SPWM波形的方法称为自然采样法。规则采样法是一种应用较广的工程实用方法，其效果接近自然采样法，但计算量却比自然采样法小得多。

方法说明取三角波两个正峰值之间为一个采样周期Tc，使每个脉冲的中点都以相应的三角波中点（即负峰点）为对称。在三角波的负峰时刻tD对正弦信号波采样而得到D点，过D点作一水平直线和三角波分别交于A点和B点，在A点时刻tA和B点时刻tB控制功率开关器件的通断。可以看出，用这种规则采样法得到的脉冲宽度和用自然采样法得到的脉冲宽度非常接近。

和'的确定

设正弦调制信号波为式中，a称为调制度，0≤a<1；r为正弦信号波角频率，从图7-12中可得如下关系式

因此可得

脉冲两边的间隙宽度'为三相桥式逆变电路

在对称规则采样中，实际的正弦波与三角载波的交点所确定的脉宽要比生成的PWM脉宽大，也就是说，变频器的输出电压比正弦波与三角波直接比较生成PWM时输出的电压要低。而非对称规则采样法在一个载波周期里采样两次正弦波数值，该采样值更真实地反映了实际的正弦波数值，其输出电压也比前者高。但是由于采样次数增大了一倍，也就增大了数据的处理量，当载波频率较高时，微处理器的运算速度将成为一个限制因素。

5.3单相电流型逆变器晶闸管单相电流型逆变器

电流跟踪型逆变器

5.3.1晶闸管单相电流型逆变器晶闸管单相电流型逆变器电路如图5.10a电路中，VT1～VT4组成逆变器，其直流环节有大电感Ld,因此直流回路电流Id基本不变，属于电流型逆变器。在VT1、VT3导通时有正向电流Id自A流向B，在VT2、VT4导通时有反向电流自B流向A，因此AB间电流io是方波型的交流电（图5.10b）。图5.10的电流型逆变器常用于感应电炉的中频电源，而RL负载则是感应电炉中频变压器的原边绕组。感应电炉通过改变直流电源Ud,调节直流电流Id来调节感应电炉的输出功率，并且逆变器开关可以通过负载换流，因此直流电源一般采用晶闸管可控整流器。在使用中，电容C要预充电，在逆变器启动时，电容C与RL首先产生振荡，而晶闸管触发器则利用振荡产生的电压uo为同步信号，使VT1～VT4的导通和关断与uo同步，因此该晶闸管中频电源的输出频率即是RLC并联谐振电路的谐振频率。

图5.10晶闸管单相电流型逆变器

5.3.2电流跟踪型逆变器电流跟踪型逆变器使逆变器输出电流跟随给定的电流波形变化，这也是一种PWM控制方式。电流跟踪一般采用滞环控制，即当逆变器输出电流与设定电流的偏差超过一定值时，改变逆变器的开关状态，使逆变器输出电流增加或减小，从而将输出电流与设定电流的偏差控制在一定范围内,其工作原理以图5.11说明。

(a)原理图(b)驱动脉冲图5.11单相电流跟踪型逆变器原理

电流跟踪型逆变器在滞环控制电流跟踪型逆变器中，T1、T2的开关频率是不固定的，除受环宽的影响外，还受负载电感和给定电流di/dt

的影响，开关频率高开关的损耗也随之提高。为了限制开关损耗，电流跟踪型逆变器也可以用固定开关频率的控制方法，但是T1和T2以固定频率交替导通和关断，这时电流的偏差就不能固定，实际上这已经不是电流跟踪的方式。现在也提出一种三角波调制的电流跟踪型逆变器，其原理如图5.12。电流实际值与给定值比较后的偏差信号经放大器A放大，再与三角波比较产生PWM驱动信号。采用这种控制方式，开关器件的开关频率即是三角载波的频率，因此输出电流的谐波含量较小，可以用于对谐波和噪声要求较高的场合．

图5.12三角波比较电流跟踪型逆变器

电流跟踪型逆变器电流跟踪型逆变器采取了电流的闭环控制，对电流进行实时控制，电流的响应速度快。电流跟踪型逆变器对电流的控制在逆变器中进行，其直流电源仍是电压型的，因此它是电压源型电流控制逆变器。电流跟踪控制的思路也可以用于电压的跟踪控制，不同的是检测的应是负载电压，给定也是电压波形。因为跟踪型逆变器主要采用电压源，其输出电压是矩形PWM波形，因此检测输出电压需要采取滤波措施

5.4三相电压型PWM逆变器电压型三相SPWM逆变器其他电压型三相逆变器的PWM控制方式

三相桥式逆变器基本结构单相逆变器满足了单相交流负载调压调频的要求，但是三相交流负载需要三相逆变器，例如工业上大量使用的三相交流电动机调速就需要能调频调压的三相交流电源。三相逆变器可以由三个单相逆变器组成，这时使用的元器件较多，普遍采用的是六个功率器件组成的三相桥式电路结构（图5.13），其三相负载Za、Zb、Zc可以是星型连接或三角形连接。三相逆变器也有电压型和电流型电路，并且单相逆变器中研究的各种控制方式，方波控制、PWM控制，单极性调制，双极性调制，电流跟踪控制等都可以应用在三相逆变器中。图5.13三相桥式逆变器基本结构

5.4.1电压型三相SPWM逆变器现代电压型三相SPWM逆变器主要采用全控型开关器件，其电路如图5.14a。其调制原理如图5.14b，三相调制波ura、urb和urc与相同三角波比较，在交点处产生各相的驱动脉冲，一般三相SPWM逆变器都采用双极性调制方法。图5.14c、d、e分别是逆变器输出端A、B、C与电源假想中性点N’的电压，在各相上桥臂开关管导通时，该相输出电压为＋Ud/2,在下桥臂开关管导通时，该相输出电压为－Ud/2。图5.14f为逆变器器输出线电压uAB的波形，

uAB=

uAN’－

uBN’。在负载星形连接时，一般其中性点电N是悬空的，N点与电源中性点N’不相连接，因此N点电位是浮动的。根据A、B、C三点的电平，在A、B、C都是高电平时（T1、T3、T5导通），或在A、B、C都是低电平时（T4、T6、T2导通），负载没有电流，N点电位为零。此外有两种情况：（1）上桥臂有两个开关导通，下桥臂有一个开关导通，这时负载与电源的连接和各相的电压如图5.15a。（2）上桥臂有一个开关导通，下桥臂有两个开关导通，这时负载与电源的连接和各相的电压如图5.15b。根据各个开关区段的三相开关状态可以得到三相负载的相电压波形，图5.14g是A相相电压ua＝uAN的波形，负载相电压有5种电平，即±Ud/3、±2Ud/3和零电平组成。

三相桥式电压源逆变器图5.14三相桥式电压源逆变器

（a）(b)图5.15三相负载的连接状态

5.4.2其他电压型三相逆变器的PWM控制方式采用梯形波调制的PWM控制特定次谐波消去法

一采用梯形波调制的PWM控制梯形波调制PWM控制的原理如图5.16。载波仍采用双极性的三角波，调制波采用梯形波，在梯形波的顶部与三角波的交点有固定的宽度，比相同幅值SPWM产生的脉冲要宽，因此直流电源的利用率提高，输出电压的基波幅值也提高。梯形波调制的不足是，梯形波含有低次谐波，因此输出电压中也含有相应的低次谐波，除3次及3的整倍数次谐波，因为是零序谐波，在星形连接中，因为谐波幅值相同方向相同，互相抵消不会对负载产生影响外，负载电压中还会存在5次、7次等谐波。因此在应用中也可以考虑在低压时采用SPWM调制，在要求输出较高电压时采用梯形波调制，这样控制要复杂一些。

图5.16梯形波调制PWM

与梯形波调制相类似的调制方法与梯形波调制相类似的还有叠加三次谐波和在半波180°内分区调制等方法。叠加三次谐波的调制原理如图5.17除在正弦波基础上叠加三次谐波，还可以叠加三的整倍数谐波，甚至在叠加三次谐波的基础上再叠加直流分量。叠加直流分量的PWM调制原理如图5.18。图5.17叠加三次谐波的PWM调制

图5.18叠加直流分量调制波的生成

二特定次谐波消去法（1）在DC/AC逆变器中，电力电子器件工作于开关状态，输出交流的波形不是光滑连续的正弦波，都含有一定量的谐波，若采用SPWM控制低次谐波较少，但是器件的开关频率与调制度成正比，开关频率比较高，开关损耗也较大。在有些使用场合，只要求减小某些特定次数的谐波，一般是有限的低次谐波，这时可以采用特定次谐波消去法（SelectedHarmonicEliminationPWM--SHEPWM），其原理如下：PWM逆变器的各相输出是由一系列周期性脉冲组成，根据傅里叶分析，如果输出的正负半周以原点为对称，则输出电压中不含偶次谐波，并且如果输出半周内的脉冲又以1/4周期的轴线为对称，则输出电压的谐波中不含余弦分量，这时逆变器输出电压可用傅里叶级数表示为：图5.20特定次谐波消去法

特定次谐波消去法（2）如图5.20，输出电压一周内有18个开关点，且波形以1/4周期为对称，因此只要确定其中四个开关点α1、α2、α3、α4，其他开关点则可以类推（图5.20）。该波形的为：式中，n=1,3,5,7┄。

特定次谐波消去法（3）在三相星形连接负载中没有三的整倍数次谐波，现欲消除5，7，11次谐波，则令5、7、11次谐波的幅值、、为0。由式5.11可得：

（5.11）

解方程组5.12，可得α1、α2、α3、α4四个开关时刻。以这四个开关时刻控制开关器件，得到的交流输出中就不含5、7、11次谐波，若是三相对称负载当然也没有3次、9次谐波。如果要消除更多次谐波，则需要控制更多个开关点。若1/4周期中有k个开关点，可以建立k个方程，除基波外可以消除（k－1）个特定次谐波。需要消除的谐波越多，需要联解的方程越多，计算越复杂，因此一般采用离线计算的方法，事先计算好开关时刻，在需要时调用。特定次谐波消去法一周期的开关次数与需消除的谐波有关，开关频率较低，开关损耗也减小。5.5电压空间矢量脉宽调制原理SVPWM基本原理

传统SVPWM算法假设合成后的电压空间矢量Us在第一扇区，将Us在α、β坐标系下进行分解为Uα、Uβ，通过反正切函数求出合成矢量的相角θ，θ为Us与电压空间矢量U1的夹角，Ud为逆变器输入直流电压，Ts为采样周期。经计算得出逆变器实际输出电压Us的2个基本电压空间矢量U1、U2作用的时间T1、T2以及零矢量作用的时间T0，如式（6）。可见传统SVPWM算法复杂、计算量大、计算精度也会受到不可忽视的影响。

简易SVPWM算法由于传统的SVPWM算法复杂性对系统的动态性能的不良影响，本文利用合成电压Us在二维静止坐标系α、β轴的分量Uα、Uβ，来进行扇区的选择和基本电压空间矢量作用时间的计算，只需要计算含有Uα、Uβ的6个式子即可完成算法，简化了算法流程，方便软件编写和后期修改。仍然假设由电压空间矢量U1、U2合成后的电压空间矢量Us在第一扇区，如图3所示。

图中Uα为Us在α轴的投影，Uβ为Us在β轴的投影，T1为电压空间矢量U1作用的时间，T2为电压空间矢量U2作用的时间，T07是零电压空间矢量作用的时间，Ts为调制周期，则有

由于|U1|=|U2|=2Ud/3，为了分析数据方便起见，将式（8）进行归一化处理，方程中的每一项均除以2Ud/3，可求得

式中：Uα′、Uβ′为Uα、Uβ归一化处理后的形式。同理可计算其他5个扇区基本电压空间矢量作用的时间。而这6个扇区所对应的基本电压空间矢量作用的时间可以用式(10)中的A、B、C、D、E、F表示：

同时，设P为

根据式(11)可计算合成后的电压空间矢量所在的扇区，如表2所示。根据P值即可确定合成后的电压空间矢量Us所在的扇区，然后根据扇区确定2个基本电压空间矢量所作用的时间Tk，Tk+1，实现简化后的SVPWM算法。

最小开关损耗观察图2中的电压空间矢量可以发现，在任意一个扇区内，2个相邻矢量和1个被选定的零矢量(U00和U07)中有且仅有1位相同。无论零矢量在这扇区内如何分配，最多只能保证一相桥臂的开关器件不动作。在三相开关状态对称的条件下，每相桥臂在一个周期内最多可有120°处于开关器件不动作状态。所以，在SVPWM控制方式中，在采样周期不变的前提下，通过适当地分配零矢量，在最高程度上开关总次数可减少1/3。

开关次数减少1/3的零矢量分配有多种方式，本文采用交替使用零矢量的方法。在图2所示的6个扇区中，扇区Ⅰ、Ⅲ、Ⅴ内，固定选用零矢量U07；在扇区Ⅱ、Ⅳ、Ⅵ内，固定选用零矢量U00。处于扇区Ⅰ、Ⅲ、Ⅴ内，分别对应着A、B、C三相开关保持上臂通、下臂断的状态；处于扇区Ⅱ、Ⅳ、Ⅵ内，则分别对应着C、A、B三相保持上臂断、下臂通的状态。因而，在每一个周期内，每相总有2个互差180°、60°宽的不开关扇区，使开关总次数减少了1/3。设开关器件的开关损耗为Ploss，则一般有如下关系［9］：

对电压型逆变器uT是固定的，fT根据上述方法已减少了1/3，因此降低开关损耗的唯一方法就是减少开关电流iT，即当每一相流经最大电流时其桥臂上功率器件不进行开关动作，以此避免最大开关损耗。为了得到驱动异步电动机负载的逆变器最小开关损耗的工作

模式，结合电压空间矢量在以空间静止的异步电机定子三相绕组为轴线的坐标系中旋转示意图进行分析，如图4。当逆变器输出频率不变时，合成电压空间矢量Us以逆变器输出角频率ω1为电气角速度作恒速旋转。当某一相电压为最大值时，合成电压空间矢量Us就落在该相的轴线上。与电压空间矢量相仿，也可定义电流空间矢量Is［6］。因此，当某一相电流为最大值时，合成电流空间矢量Is就落在该相的轴线上。

对于驱动异步电机的逆变器，其负载为感性，若满载时功率因数cosφ=0.85，电流滞后电压30°相位角，电流空间矢量Is与电压空间矢量Us位置如图4所示。要避免A相的最大开关损耗，必须使得A相桥臂上功率器件不进行开关动作，由于电压空间矢量Us位于扇区Ⅰ，即在扇区Ⅰ固定选用零矢量U07即可满足当A相电流为正最大值时，A相桥臂上功率器件不进行开关动作。同理，在扇区Ⅰ、Ⅲ、Ⅴ内，固定选用零矢量U07；在扇区Ⅱ、Ⅳ、Ⅵ内，固定选用零矢量U00，便可最大程度地减少开关次数，降低开关损耗。算法的系统实现本系统硬件组成框图如图5所示，该系统包括：DSP运算控制单元、整流滤波单元、基于IPM模块的逆变单元、异步电机。系统由简易低耗SVPWM算法产生6路PWM脉冲信号，经过光耦隔离后，驱动IPM模块将整流滤波后的直流电压逆变为期望的交流输出电压实现对电机的控制

IPM是由高速、低耗的IGBT芯片和优化的门极驱动及保护电路构成，采用了能连续监测功率器件电流的IGBT芯片，内部有预驱动电路和控制电源欠压保护、过热保护、过流保护、短路保护。如果模块中有故障出现，IGBT栅极驱动单元就输出一个故障脉冲信号并关闭驱动。将该信号与DSP的管脚相连，当DSP检测到该信号产生后，立即封锁6路PWM脉冲，即每一路均呈现高阻状态，系统停止工作，因此，实现了软硬件两方面的保护功能。

软件部分采用C语言编写，利用模块化设计的思想，对于不同的功能模块使用不同的子程序来完成，增加了程序的可读性和可移植性。软件结构如图6所示。软件总体上包括初始化程序和PWM中断程序两部分。在软件实现的开关方案中，利用TMS320F2812的事件管理器中的空间矢量PWM硬件功能［8］，各基本电压空间矢量按照Ux→Ux±60→U00/07→Ux±60→Ux顺序切换，

顺时针时取“-”，逆时针时取“+”，零矢量的分配由硬件根据上一状态到下一状态管子动作次数最少为原则自动完成。以第一扇区为例，其开关方案如图7所示，在一个开关周期内，三相管子开关状态只进行了4次切换，同时对处于正最大电流的A相，管子的状态没有改变，从而实现了最大程度地减小开关次数、降低开关损耗。初始化程序主要对系统、外设、中断和事件管理器在系统复位和程序开始时进行1次初始化。当定时器1的下溢中断产生时，程序立刻执行PWM中断服务子程序。

试验结果分析采用TMS320F2812电机控制专用DSP芯片，构成三相电压逆变电路控制器，时钟频率为150MHz，整流桥采用SanRexDF30CA160，逆变桥的可控功率管采用三菱PM50RSA120IPM模块，允许最大电压1200V，最大电流50A，异步电动机额定功率550W。示波器型号选用TEK公司TDS2012。简易低耗的SVPWM频率为30Hz，IPM管子的开关频率为6K。从以下3方面进行试验结果分析：

①死区时间：由于IPM模块中同一桥臂的上、下2只开关工作在反相状态，但实现管子的导通与关断均需一定时间，其开关交替无法在瞬间完成，因此设置死区时间为8.33μs。图8为A相桥臂上、下管脉冲波形图，垂直的虚线为示波器光标测量功能(CURSOR)。测量结果为8.4μs，验证了死区时间设置的准确性。

①死区时间：由于IPM模块中同一桥臂的上、下2只开关工作在反相状态，但实现管子的导通与关断均需一定时间，其开关交替无法在瞬间完成，因此设置死区时间为8.33μs。图8为A相桥臂上、下管脉冲波形图，垂直的虚线为示波器光标测量功能(CURSOR)。测量结果为8.4μs，验证了死区时间设置的准确性。

的部分为一个周期（33ms）。在一个周期内，A相桥臂处于不开关状态的时间即A相桥臂波形持续高、低电