现代测控电子技术第三章

现代测控电子技术第三章第1页，共73页，2023年，2月20日，星期六3.1基本控制电路

3.1.1脉宽调制(PWM)控制电路

脉宽调制控制电路，通常称为PWM控制电路，是利用半导体功率晶体管或晶闸管等开关器件的导通和关断，把直流电压变成电压脉冲列，控制电压脉冲的宽度或周期以达到变压变频的目的。第2页，共73页，2023年，2月20日，星期六1.脉宽调制控制电路的工作原理基本的脉宽调制控制电路包括电压—脉宽转换器和开关式功率放大器两部分，如图3.1.1所示。图3.1.1PWM控制电路组成原理第3页，共73页，2023年，2月20日，星期六A为比较器，实现把连续电压信号变成脉冲电压信号。二极管D在T关断时为感性负载RL提供释放电感储能形成续流回路。A的反相端输入三个信号：一个是锯齿波或三角波调制信号vp，其频率是主电路所需的开关调制频率，一般为1～4kHz；另一个是控制电压vc，其极性与大小随时可变；再一个是负偏置电压vb。第4页，共73页，2023年，2月20日，星期六(a)(b)(c)图3.1.2锯齿波脉宽调制波形图(a)vc=0(b)vc>0(c)vc<0第5页，共73页，2023年，2月20日，星期六vb的作用是在vc=0时通过Rp的调节使比较器的输出电压vo为宽度相等的正负方波。控制电压vc>0时，锯齿波过零的时间提前，结果在输出端得到正半波比负半波窄的调制方波（见图3.1.2(b)）。当vc<0时，锯齿波过零的时间后移，结果在输出端得到正半波比负半波宽的调制方波（见图3.1.2(c)）。第6页，共73页，2023年，2月20日，星期六若锯齿波的线性良好，则输出正向脉冲的占空比为式中vcm是控制信号vc的最大值，实际是锯齿波高度的一半，见图3.1.2(a)。PWM信号加到主控电路的开关管T的基极时，负载RL两端电压vL的波形如图3.1.3。通过PWM控制改变开关管在一个开关周期T内的导通时间τ的长短，就可实现对RL两端平均电压vL大小的控制。第7页，共73页，2023年，2月20日，星期六图3.1.3PWM控制负载的波形图第8页，共73页，2023年，2月20日，星期六2.典型脉宽调制电路1）锯齿波脉宽调制器电路入图3.1.4所示。定时器NE555接成无稳态多谐振荡器。电源电压Ep，通过电阻R1、R2对电容器C进行充电，当C的端电压达到2/3Ep时，定时器NE555内部的晶体管导通，C上的电压经R2迅速放电。当C的端电压下降到1/3Ep时，定时器NE555内部的晶体管关断，电源电压Ep再次通过电阻R1、R2对电容器C进行充电。第9页，共73页，2023年，2月20日，星期六图3.1.4锯齿波脉宽调制器第10页，共73页，2023年，2月20日，星期六如此周而复始，电容C的一端输出锯齿波，该锯齿波经电压跟随器A1隔离输出给后续比较器电路。设计时应使R1>>R2。电压比较器是由正反馈运算放大器A2构成的。该电路的占空比由VC调节，脉冲频率为式中，T1=0.693(R1+R2)C；T2=0.693R2C。第11页，共73页，2023年，2月20日，星期六2）三角波脉宽调制器如图3.1.5所示。采用集成函数发生器ICL8038作为三角波的发生器，其输出三角波作为电压比较器LM311的同相输入，比较器的反相输入为控制电压VC，当电阻R1=R2=R时，ICL8038的3脚输出三角波，波形幅度在1/3Ep与2/3Ep之间，波形的频率为第12页，共73页，2023年，2月20日，星期六图3.1.5三角波脉宽调制波形第13页，共73页，2023年，2月20日，星期六

控制电压Vc的幅度在1/3Ep与2/3Ep之间变化时，可在比较器的输出端输出占空比可变的脉冲波，从而实现脉宽调制。占空比为其中1/3Ep<Vc<2/3Ep。第14页，共73页，2023年，2月20日，星期六3）程序控制数字式脉宽调制器（1）软件方式通过执行软件延时循环程序交替改变端口某个二进制位输出逻辑状态来产生脉宽调制信号，设置不同的延时时间得到不同的占空比。（2）硬件方式实际是软硬件结合的方式，脉宽调制波由硬件产生，但波形的占空比等参数由软件预先设定，并可以由软件改变。第15页，共73页，2023年，2月20日，星期六它的优点在于仅在改变波形参数时占用CPU的时间,且波形参数与微处理器系统的主频无关，无需因微处理器系统主频的变化更改程序,对使用者十分方便。图3.1.6是硬件方式的一个例子。它由8位二进制计数器CD4520、8位数值比较器2×CD4585和8位控制数字锁存器构成。在时钟脉冲CLK作用下，计数器的8位输出从“0”开始逐次加“1”，当8位输出全为“1”(对应于十进制255)时，再来CLK脉冲又将从“0”开始。第16页，共73页，2023年，2月20日，星期六图3.1.6计数比较式PWM电路第17页，共73页，2023年，2月20日，星期六

显然，计数器输出数字斜坡信号，其周期为CLK脉冲周期的256倍。计数器输出的周期性数字斜坡信号称为B组数字量。

8位二进制数值比较器由两片4位数值比较器CD4585构成。数值比较器A组数据来自控制数字锁存器，其中寄存了微机输出的数字控制信号，它相当于模拟PWM方式的控制电压。第18页，共73页，2023年，2月20日，星期六只要计数器的输出值小于控制数字的数值，则第二级CD4585(图中上片)的“A>B”输出端保持高电平。当比较器的两个输入值相等时，“A>B”端变为零，并且直到计数器溢出之前保持为低电平。溢出后，“A>B”端恢复为高电平，并重复执行该过程。输出波形的周期T=256TC。而脉冲的宽度τ=DTC其中D为控制的数值，TC为时钟周期。如果要求PWM频率为lkHz，则CLK频率应为256kHz。第19页，共73页，2023年，2月20日，星期六3.PWM功率转换电路1）简单的不可逆PWM控制电路图3.1.7(a)所示为一个简单的不可逆PWM控制变换电路原理图。电源电压E一般由交流电网经不控整流电路供电，也可以用蓄电池供电，Dl在T关断时为电枢回路提供释放电感储能形成续流回路，C的作用是消除电源在直流供电线路上的谐波电压对电路的干扰。第20页，共73页，2023年，2月20日，星期六

(a)(b)图3.1.7简单不可逆PWM控制电路及其波形(a)电路原理图(b)电流和电压波形第21页，共73页，2023年，2月20日，星期六

功率开关T的基极由脉宽可调的脉冲电压Vb驱动。在一个周期内，当0≤t≤τ时，Vb为正，T饱和导通，电源电压E加到电动机电枢两端。当τ≤t<T时Vb为负，T截止，电动机电枢失去电源并经二极管D1续流。这样，电动机得到的平均端电压为式中D为PWM电压的占空比，D=τ/T=Va/E，通过改变D(0≤D≤1)即可调速。第22页，共73页，2023年，2月20日，星期六

图3.1.7(b)为稳态时电枢端电压va，电枢平均电压Va和电枢电流ia的波形。可见，稳态电流ia是脉动的，其平均值等于负载电流iL=ML/Sm。其中，ML为包括电动机空载转矩在内的负载转矩，Sm为电动机额定励磁下的转矩电流比。由于T在一个周期内具有导通和关断两种状态，电路电压的平衡方程式也分为两个阶段。在0≤t<τ期间第23页，共73页，2023年，2月20日，星期六在τ≤t<T期间式中R、L分别为电枢电路的电阻和电感；ED为电动机转动反电动势。这种简单的PWM控制电路中，无制动工作状态，一般仅适用于快速性要求不高的场合。而且，这种电路在轻载(或空载)情况下还可能出现电枢电流断续的现象。第24页，共73页，2023年，2月20日，星期六2）H形双极式可逆PWM控制电路H形控制电路在控制方式上分双极式、单极式和受限单极式三种。H形双极式可逆PWM控制电路如图3.1.8(a)所示。它由四个大功率晶体管和四个续流二极管组成。四个大功率管分为两组，T1和T4为一组，T2和T3为另一组。第25页，共73页，2023年，2月20日，星期六(a)(b)图3.1.8H型双极式PWM控制电路及其波形(a)电路原理图(b)电压电流波形第26页，共73页，2023年，2月20日，星期六在基极驱动信号vb1=vb4，vb2=vb3=-vb1的作用下，同一组中的两个晶体管同时导通或同时关断，两组晶体管之间交替地轮流导通和截止，其工作时的输出电压和电流波形如图3.1.8(b)所示。图中的1、2、3和4是指电流的回路。由于允许电流反向，所以双极式工作时电枢电流始终是连续的。第27页，共73页，2023年，2月20日，星期六在0≤t<τ期间，T1、T4饱和导通，T2、T3截止，E加在电枢AB两端，VAB=+E；在τ≤t<T期间，T1、T4截止，但T2、T3并不能立即导通，电枢电流ia沿回路经D2、D3续流，VAB=-E。若电动机的负载较重，即电枢电流ia大，在续流阶段电流始终为正，则电动机始终工作在电动状态，ia只流经1、2两支回路，如图3.1.8(b)中“重载”情况所示。第28页，共73页，2023年，2月20日，星期六

若负载轻，则ia小，续流时电流可能很快衰减到零，于是T2、T3在电源电压和反电动势的共同作用下导通，电枢电流反向，沿回路3流通，电动机处于反接制动状态。在t>T时，vb1、vb4变正，但由于电枢反电动势的作用，T1、T4

不能立即导通，ia沿回路经D4、D1续流。反向电流ia降至零后，D4、D1切断，T1、T4导通。电流ia流经l、2、3、4四支回路，如图3.1.8(b)中“轻载”情况所示。第29页，共73页，2023年，2月20日，星期六

双极式可逆PWM控制电路的可逆性由正、负脉冲电压的宽窄而定。当正脉冲宽度，τ>T/2时，电枢两端的平均电压为正，电动机正转。当τ<T/2时，平均电压为负，电动机反转。当τ=T/2时，平均电压为零，电动机停转。图3.1.8(b)所示波形是电动机正转时的情况。第30页，共73页，2023年，2月20日，星期六在—个开关周期之内的电枢电压表达式为傅里叶级数展开后得式中，直流分量为第31页，共73页，2023年，2月20日，星期六交流分量为式中在一个开关周期，电枢回路方程为第32页，共73页，2023年，2月20日，星期六3.1.2变频控制电路1.变频调速的基本原理和分类1）变频调速的基本原理同步电动机、磁阻式电动机等的转速为式中，p为电动机极对数；f为定子电源频率（Hz）；n0为同步转速。第33页，共73页，2023年，2月20日，星期六而对于笼型或绕线转子异步电动机，其实际转速为式中s是转差率，定义s=(n-n0)/n。当电机空载时，转差率基本为零；而当电机满载时，转差率一般在1%～10%的范围内。从公式看，改变极对数、转差率和频率均可调速，但变频调速是最为理想的调速方法。第34页，共73页，2023年，2月20日，星期六从转换方式上来说，可以分为交-交变频和交-直-交变频两类转换方式。交-交变频方式一般用于特大功率交流调速系统中。交-直-交变频方式是通用的交流电动机调速系统中应用最广泛的频率变换方式。它在工作状态上比交-交变频方式多了一个直流存在状态，因此它是一种间接频率变换方式，具有更大的灵活性。

第35页，共73页，2023年，2月20日，星期六2.变频调速的控制方式和特性在电动机调速时，要求保持每极磁通量Φ为额定值不变。电动机每相的反电动势为式中E1为定子相电动势；N1为定子相绕组串联总匝数；k1为基波绕组系数；Φ为每极气隙磁通。第36页，共73页，2023年，2月20日，星期六当忽略定子阻抗压降时，有式中V1是加到定子上的相电压。显然，当电源电压V1不变时，电源频率f增加，气隙磁通Φ将减小。磁通Φ的减小将引起电动机输出转矩的减小。因此，在改变频率时要同时控制改变电源电压V1。以维持Φ近似不变。具体的控制方法有以下三种。第37页，共73页，2023年，2月20日，星期六1）保持V1/f为常数的控制方式当忽略定子阻抗压降时，根据前式有式中的k2为常数。可见，当V1和f成比例变化时,可维持Φ不变。但是，在低频时定子绕组电阻已不能忽略，V1≈E1的条件已不成立，电动机的最大转矩将随f的减小而减小。这种变频调速的机械特性在低频时很不理想。第38页，共73页，2023年，2月20日，星期六为提高低频区的电动机输出转矩和过载能力，常常采用低频补偿的措施，即随f的降低适当提高V1／f的比值，以补偿定子阻抗压降，使Φ近似恒值。2）保持E1/f为常数的控制方式若能保持E1／f为常数，则磁通Φ将不变，这就保持了电动机最大转矩的不变。这种控制方式在变频调速时，相同的转矩有相同的电流，而与频率无关。第39页，共73页，2023年，2月20日，星期六也就是只要保持磁通额定，变频调速特性上都可以得到额定转子电流时的额定转矩，因此是属于恒转矩调速。它的调速特性和调速性质与直流他励电动机改变电枢电压调速相似。3）保持V1=VN为常数的控制方式当电动机转速超过额定转速nN，亦即频率f超过额定频率fN时，若仍保持V1／f为常数将使V1超过额定值VN，这是不允许的。因此在f>fN时要保持V1=VN。第40页，共73页，2023年，2月20日，星期六3.AC-AC变频器

它是一种没有中间直流环节，直接将电网的交流电变换为电压、频率可调电源的变频系统。这种变频器可以把一定频率的单相或三相电源变成频率可调，电压也能改变的单相或三相电源。

AC-AC变频器也能获得数倍于电源频率的电源，即构成倍频器。图3.1.10所示是一种三相异步电动机供电用的AC-AC变频器原理电路。第41页，共73页，2023年，2月20日，星期六

图3.1.10三相AC-AC变频器第42页，共73页，2023年，2月20日，星期六

变频器的输入为三相交流电，经六个平波电抗器供给六个三相零式变流器电路，共需用18个晶闸管，变频器的输出为三相异步电动机的定子绕组，每一相由两组反向并联的晶闸管变流电路提供正反方向电流，实质上每相线路均类似于直流电动机的可逆可控整流电路。图中，第1组、第3组、第5组为正组，它们向电动机定子绕组提供流入方向的电流；第2组、第4组、第6组为负组，它们向定子绕组提供流出方向的电流。第43页，共73页，2023年，2月20日，星期六

同一时刻至少应有一个正组和一个负组的变流器处于导通工作状态，但不允许同一相的正负组同时导通,否则会造成电网短路。每相输出平均电压的相位依次相差120°。AC-AC变频器电路中晶闸管一般是靠电网电压换流，无需另设强制换流电路，其中晶闸管触发时刻应与电网电压同步，才能保证换流，同时变频器的输出频率只能低于电网频率，其最高输出频率一般为电网频率的1／2～1／3。第44页，共73页，2023年，2月20日，星期六AC-AC变频器一般只用于低转速、大容量的调速系统中。控制AC-AC变频器工作的电路主要应具有两方面的功能：一是控制每个晶闸管的控制角，使其达到调节输出电压的目的，当每组中各个晶闸管的α角相同时，输出电流在平波电抗大时接近于方波，若将每组中各个晶闸管的α角加以调制，便可得到接近于正弦波的输出电压。第45页，共73页，2023年，2月20日，星期六

二是按所需频率实现各相正负组间的换流，实现输出频率的调节。

第46页，共73页，2023年，2月20日，星期六4.AC-DC-AC变频器

AC-DC-AC变频器又称间接变频器，它首先将电网交流电整流为可控的直流电，然后再由逆变器将直流电逆变为交流电，它的控制方式主要有电流型、电压型和PWM型三大类。1）电流型变频器图3.1.11是串联二极管式电流型变频器的电路框图。第47页，共73页，2023年，2月20日，星期六图3.1.11电流型变频器电路框图第48页，共73页，2023年，2月20日，星期六Tl～T6为主晶闸管，Cl～C6为换流电容,其作用主要是进行充放电，使换流在同极性的相邻两个桥臂之间进行。D1～D6为隔离二极管，其作用是保持电容上充的电压与负载电路隔离。这种变频器的特点是在逆变器直流侧串联平波电抗器L(大电感)，作为滤波和储能元件，使得直流电流平直，具有恒流源特性，逆变器各相晶闸管开关按一定顺序将电流源电流分配给负载各项。第49页，共73页，2023年，2月20日，星期六变频器的输出电压波形基本上近似于正弦波，输出电流为恒值近似于矩形波。逆变器工作于六拍方式，晶闸管的导通角为120°。三相全桥式整流器控制电路由V／f调整器、电压调节器与电压检测器构成的电压闭环，电流调节器与电流检测器构成的电流闭环，以及移相触发电路等组成。

V／f调整器的功能是在调频的同时也改变电压V，实现E1/f为常量的控制。在额定频率fN以上调频时，使V等于额定电压VN。第50页，共73页，2023年，2月20日，星期六

电压调节的作用是确保可控整流器的输出电压符合电动机起动和转动特性的要求，电压调节器的输出是电流环的电流给定信号。电流环要保证输出信号满足电动机起动平稳和转动稳速的要求，并且在电流检测器中的电流互感器检测到过电流时应使可控整流器的输出电压为零，实现过电流保护。移相触发电路的功能是输出可移相的触发脉冲，使可控整流器输出符合要求的直流电压，以满足调频同时调压的需要。第51页，共73页，2023年，2月20日，星期六逆变器控制电路由压控振荡器、环形计数器和脉冲变压器组成，根据VF指令信号电压值，压控振荡器输出相应的频率信号，经环形计数器分频，形成六路输出，这六路信号经脉冲变压器输出后，分别控制逆变器的六只主晶闸管，从而实现逆变。第52页，共73页，2023年，2月20日，星期六2）电压型变频器电压型变频器的电路框图如图3.1.12所示。它在直流侧并联大容量电容C7(一般为4000～10000μF)作为滤波和储能元件，以缓冲无功功率。直流电源阻抗很小，具有恒压源特性。逆变器将直流电压源电压按一定次序分配到各相负载上去。电压型变频器输出电压为恒值接近矩形波，输出电流波形由矩形波电压与电动机的正弦感应电动势之差决定，接近于正弦波。第53页，共73页，2023年，2月20日，星期六图3.1.12电压型变频器电路框图第54页，共73页，2023年，2月20日，星期六电压型变频器的逆变器可采用180°导电角控制方式或120°导电角控制方式。180°导电型负载每相电流是不间断的，而120°导电型对于星形负载每相有断电间隔，会引起过电压，所以电压型逆变器常采用180°导电角控制方式。图3.1.12中的逆变器由晶闸管T1～T6、换流电容器C1～C6，、换流电感线圈L1～L6（其中L1与L4、L3与L6、L5与L2分别为有中心抽头的紧耦合电感线圈）、反馈二极管D1～D6以及衰减电阻RA、RB、RC等组成。第55页，共73页，2023年，2月20日，星期六换流电路采用的是串联电感换流电路，其基本换流原理（取A相说明）是利用电源对C4充电储能，换流时，触发T4导通，C4通过L4、T4放电，使L1与L4感应电压而给T1加反压，强迫T1关断,达到换流的目的。在换流过程中，C4一直放电到零，这时由于L4的作用,让放电电流继续维持，从而使D4导通，同时A相负载电流也经D4把负载感性能量回馈到直流电源。第56页，共73页，2023年，2月20日，星期六当L4储能完全消耗在RA上以后，使T4关断，D4中只流过A相负载电流。当A相负载储能放完后电流过零，如果此时T4仍有导通的触发脉冲，T4就重新导通而负载电流改变方向，完成换流过程。

辅助晶闸管换流电路的换流过程没有附加限流电阻，损耗小，换流效率高，适用于高频，而且因主晶闸管的关断与导通可分别独立控制，灵活性大,可根据需要控制为120°或180°的导通方式，也可兼作脉冲调宽逆变器，但线路要复杂些。第57页，共73页，2023年，2月20日，星期六3.2步进电动机控制电路步进电动机控制电路的系统框图如图3.2.1所示。脉冲分配电路产生给定工作方式所需的各相脉冲序列信号。第58页，共73页，2023年，2月20日，星期六图3.2.1步进电动机控制电路的系统框图第59页，共73页，2023年，2月20日，星期六功率放大电路对脉冲分配电路输出的信号进行放大，产生使电动机旋转所需的励磁电流。步进方向信号指定各相导通的先后次序，用以改变步进电动机旋转方向。电源控制信号用来在必要时使各相电流为零，以达到降低功耗等目的。3.2.1单极性功率驱动电路单极性功率驱动电路是最简单的驱动电路，如图3.2.2所示。第60页，共73页，2023年，2月20日，星期六图3.2.2单电压驱动方式第61页，共73页，2023年，2月20日，星期六当控制脉冲电压Vc输入时，晶体管T导通,流经绕组中的电流以时间常数τ＝La/(Ra+R)上升(La为绕组的等效电感，Ra为绕组的等效电阻,R为附加电阻)最后达到稳定状态。图中二极管D为续流二极管，保护晶体管不被反向击穿。第62页，共73页，2023年，2月20日，星期六附加电阻R的作用是减小时间常数,由于电机绕组的电感和电阻是定值，故为了减小时间常数，提高绕组电流的上升速率，增设电阻R,使时间常数从La/Ra减小至La/(Ra+R)。电路的特点是电路简单，缺点是电机转速较高时，由于时间常数导致的过渡过程将导致绕组平均电流的下降，降低电机输出转矩。这一点可从图3.2.3中看出。第63页，共73页，2023年，2月20日，星期六(a)

(b)

图3.2.3绕组电流波形图(a)Vc为低频时的波形(b)Vc为高频时的波形第64页，共73页，2023年，2月20日，星期六

图中虚线为理想的IL波形，实际绕组电流波形如实线所示，从零开始上升有一个过渡过程。上升的速度取决于时间常数和电源电压Ep。过渡过程越短，实际电流波形越接近理想波形。对比图(a)和图(b)可知，控制电压Vc的频率越高，绕组电流在时间常数和电源电压一定的条件下的相对上升速度越慢，其平均值越小，这就是说在单电压驱动方式下，要求电机的转速越高，绕组的平均电流越低，输出转矩越小。第65页，共73页，2023年，2月20日，星期六

解决的方法只能是提高附加电阻R和供电电源Ep，但是电阻R的加大将降低绕组稳态电流，并将大幅增加功耗