一种超高频感应加热电源的零电压谐振开关变换器

一种超高频感应加热电源的零电压谐振开关变换器

1复合动态应力加热电源的研发兆赫级超高频加热在表面加热工艺中具有独特的优势和良好的应用前景。然而，该段的加热电源主要由电子管控制器主导。众所周知，电子管感应加热设备效率低（50%左右）、器件使用寿命短、需要预热启动。采用MOSFET等快速电力电子器件研制全固态超高频感应加热已经成为该领域的发展趋势，目前小功率兆赫级超高频加热电源已经取得了一些成果[2,3,4,5,6,7,8,9,10,11,12,13,14,15]。在超高频条件下工作，变换器线路上的寄生参数（如分布引线电感、器件极间电容）和开关器件上巨大的开关损耗严重制约开关频率的提高。因为在兆级频率下，这些寄生分布参数的等效阻抗已经不能忽略，所引起的寄生振荡和电压、电流过冲将危及电路的正常工作；另一方面，由于开关频率很高，巨大的开关热损耗往往造成电路无法工作。因此，设计超高频电源的电路首先需要能够吸收（或工艺上减小）电路中的杂散分布参数，减小开关损耗。目前超高频小功率加热电源的拓扑多为单管或双管结构，Class-D电路在射频电源中有较长的应用历史，也适合于高频加热工作。文献研究了D类谐振逆变器并研制了1MHz加热电源。但是D类谐振逆变器属于电压型逆变器，上下开关必须设置导通死区时间，但死区需要占用每个周期内的一段时间，不利于频率的进一步提高，且电压型电路短路保护较困难。Class-E电路通过在功率器件两端并联电容来吸收器件寄生电容，目前已有采用E类双管拓扑研制成功2MHz～72MHz超高频小功率电源的报道。虽然Class-E电路的开关损耗小，适合应用于超高频领域、甚至射频领域，但由于其负载适应能力差，在负载参数变化范围较大的感应加热中应用有很大的局限性。为了同时解决寄生参数和开关损耗问题，本文提出了一种能够吸收线路杂散分布参数、且电路中开关器件工作于零电压软开关的新型双LLC谐振回路的超高频感应加热电源电路。该电路另一个优点是在输入端增加了高频平波电抗器，所以该拓扑又具有电流型逆变器的优点——两只开关的导通控制不需要死区时间的限制。本文介绍了电路的工作原理，分析了各个谐振槽路的电压电流波形，并给出了实验结果。2辅助谐振回路ca超高频双LLC零电压谐振软开关变换器电路如图1所示。其中电感La1、La2包括了线路分布引线电感，负载回路电感Ls包括了该回路上的接线电感，并联电容Ca1、Ca2为包括开关器件内部输出电容在内的谐振电容。第一个LLC谐振回路是指逆变器输出端（A、B两点之间）负载侧Ls、Lp、C、R组成的谐振回路。通过锁相控制，可以让该槽路工作于其固有谐振频率。第二个LLC谐振回路是指La(La1、La2),Ca(Ca1、Ca2）和负载槽路的等效阻抗ZL组成的辅助谐振回路。显然，这是一个负载ZL参与的谐振电路，为了区别，称为辅助谐振回路。正是这个辅助谐振回路，使得开关Q1、Q2成为谐振开关，从而实现了零电压开通和零电压关断。同时，由于该回路中电感La1、La2吸收了线路上的杂散分布电感，Ls吸收了负载线路上接线电感，Ca1、Ca2吸收了器件Q1、Q2上的寄生电容，从而有效地消除了开关过程中这些寄生参数引起的电压、电流过冲，使得该电路能够在兆赫级的高频下工作。另外，输入端滤波电感Ld使该逆变器具有电流型电路的优点：两只开关的通断不需要留出死区时间，因而更适合超高频工作的要求。为了克服电感在开关切换过程中产生的电压过冲，工艺结构上，谐振电容Ca1、Ca2应该紧靠开关Q1、Q2，且有较大的电容量。同时，为了避免线路杂散分布电感La及不同MOSFET极间电容大小分散性带来的电源不一致性问题，实际用于电路中的电感应远大于线路分布电感、并联电容应远大于MOSFET极间电容，这样谐振元件La、Ca可以根据谐振槽路的要求设计。2.1阻燃lc回路负载LLC回路由感应器（等效电感Lp、等效电阻Re）、并联补偿电容C，以及串联补偿电感Ls组成，整个回路作为逆变器的负载。显然Ls能够吸收负载回路上的引线分布电感。在感应加热工作中，采用Ls、Lp、C串并联补偿，除了可以提高高Q值感应器引起的低功率因数、减小无功传递以外，还有两个特殊的优点：一是有利于负载短路保护，现场工作中很容易发生感应圈的短路或匝间短路，由于增加了串联电感Ls，感应圈短路时的冲击电流得到了缓冲，增加了保护时间；二是该LLC回路具有电压变换的作用，可以实现负载阻抗匹配，从而省去了负载匹配变压器，提高了电源效率，减小了体积重量。变换器的工作状态、电源与加热负载之间的功率传递和LLC回路的阻抗特性是密切相关的。LLC回路的阻抗ZL可以表示为其幅值和相角为图2所示为负载LLC回路阻抗的幅频和相频特性。从图2的幅频和相频特性可以看出，负载LLC回路存在两个谐振点：并联谐振点ωp和串联谐振点ωo分别为显然，在阻抗值极小值（即串联谐振点）ωo处，负载可以得到最大功率Pmax。值得注意的是，串联谐振点ωo处负载等效阻抗ZL呈感性。为了减小负载和电源之间的无功传递，保证送出最大功率，希望电路工作于串联谐振点ωo附近。如果需要调节输出功率，变换器的开关频率可以在大于串联谐振点ωo频段变化（在大于ωo频段，阻抗的幅频特性为单调函数）。进一步研究表明，串联谐振ωo处负载得到的最大功率近似为上式表明串并联电感Ls、Lp具有类似于变压器的作用，Ls、Lp的设计一方面要满足谐振回路的要求，同时还应该满足负载匹配的需要。2.2互补控制下的uqa、uab、t图1的变换器工作时，还存在另一个LLC回路，即由La1、Ca1、逆变器等效负载Le、Re组成的辅助谐振回路。由于引入了电感Ld、La1和La2，所以该变换器没有普通电压型电路桥臂直通短路的问题，Q1、Q2的控制时序也不需要死区的要求。只要谐振电容Ca1、Ca2紧靠开关Q1、Q2，线路上的分布电感就可以包含在La1和La2中。图3a为Q2导通、Q1关断时左桥臂组成的辅助谐振回路。由电路知识可知，Ca1、Le、Re组成的串并联网络可等效为图3b所示的由Ca′1、eR′组成的并联网络（Q1导通、Q2关断时有类似等效电路），且根据电路结构和对称性，有辅助电感La(La1或La2），并联电容Ca(Ca1或Ca2）以及负载槽路谐振时等效电阻Req组成的串联谐振回路，该辅助协谐振回路以及右桥臂上的电感具有以下约束关系整理可得当eR′>La/2Ca时，该二阶微分方程有两个复数形式的解。uQ(t)的时域解可表示为其中，为正弦幅值。电路的初始条件为：uQ(0)=0,duQ(0)/dt=iLa1(0)/aC′。其中，初时条件iLa1(0)为t=0时流过电感La1的电流。可以发现，本文提出的电路拓扑存在三种不同意义的频率：Q1、Q2交替导通关断的开关频率fs，即电路的工作频率；负载谐振槽路（Lp、Ls、C、R）的固有谐振频率fL；以及辅助谐振回路(La、Ca、ZL)固有振荡频率fd。为了减小负载工件和电源之间的无功传递，并保证Q1和Q2工作于零电压开关状态，这三种频率之间应有以下关系在感应加热工作中，通常采用锁相技术实现fs=fL。定义开关频率（或负载槽路固有频率）与辅助谐振回路固有频率之比为D，即D=fs/fd≤1。显然，由于fs<fd，在半个开关周期内，uO的波形存在一个电压为零的区段，这个电压为零的时区也就是Q1内部反并二极管流过电流的时间。这样，uQ(t)的轨迹有两部分组成：一部分为电压谐振区段，可由式（9）表示；另一部分为电压为零区段。由于电感元件Ld在稳态时一个周期内的平均电压为零，忽略其内阻，可以得到以下关系P点以及A、B两点之间电压uP(t)、uAB(t)可以由uQ(t)推导得到。一个周期内uCa(t)、uP(t)、uAB(t)可以表示为图4所示为互补控制下UQa、UAB、UP的波形。显然，MOS开关Q1是零电压开通；关断时由于并联电容较大，其电压上升缓慢，因此可以认为是零电压开通零电压关断，开关损耗非常小。2.3各工作模式下的等效电路在分析了上述两个谐振回路的基础上，可以对本文提出的变换器工作原理进行分析。电路在一个开关周期内经历六个不同的工作模式，为了方便电路描述，设每个周期的起点t1定义为Q1门极开通信号的上升沿，则(1）工作模式1[t1～t2]：t=t1时，Q1门极开通信号送出，由于流过Q1的电流方向为从下向上，电流从内部反并二极管VD1流过，因此Q1流过电流之前，其漏源极电压UQ1已经为零，开关Q1是零电压ZVS开通。t=t1时Q2受控关断，等效并联电容Ca′2与负载回路等效阻抗eR′并联以后再与辅助电感La2组成串联谐振回路，Q2的漏源极电压上以谐振方式上升(2）工作模式2[t2～t3]：t=t2时iQ1电流过零后开始转向Q1，并以谐振的方式上升。管子电压轨迹同模式1。(3）工作模式3[t3～t4]：t=t3时，谐振电压UQ2下降到零，Q2内的反并二极管VD2开始导通，UQ2（即B点电压）被钳位于零，右桥臂上的电流转向VD2，串联谐振停止。而左桥臂中的电流继续流经导通的Q1管。(4）工作模式4[t4～t5]：t=t4时，Q1的门极受控关断，左桥臂上的电流转而流向等效并联电容Ca′1，即由Ca′1与eR′、La1组成的辅助串联谐振回路开始谐振。同样，Q1上电压也以谐振方式上升。所以Q1的关断损耗很小（Ca1也可以视为Q1关断缓冲电容）。在这个阶段，右桥臂VD2处于续流状态，此时送出Q2的门极驱动信号，可以实现VD2的零电压ZVS开通。(5）工作模式5[t5～t6]：t=t5时，右桥臂的电流从反并二极管VD2中自然过零后开始流入Q2并以谐振方式上升；左桥臂的Q1处于关断状态，所以辅助串联谐振电流流入电容Ca1,UQ1上升，谐振电流iLa1逐渐下降。该阶段UQ1(t)、UQ2(t)的电压轨迹与模式4相同。(6）工作模式6[t6～t7]：t=t6时，Q1上电压谐振降至回到零，其内部反并二极管开始导通，左桥臂的电流转到VD1,Q1漏源极电压（即A点电压）被钳位在零，串联谐振停止。在此阶段内，右桥臂中的电流仍然流经Q2；辅助串联谐振回路停止谐振。图5所示为六个工作模式对应的等效电路。图6给出了一个周期内电路中主要元件上的电压电流波形：Q1/Q2的门极信号ug1/ug2;Q1/Q2漏源极电压UQ1/UQ2;A、B两点间电压UAB；负载补偿电容C上电压UC;P点间电压UP；以及流过Q1内部MOS管电流iQ1；谐振电容C1电流iC1;Q1内部反并二极管VD1电流iVD1;Q2内部MOS管电流iQ2；谐振电容C2电流iC2;Q2内部反并二极管VD2电流iVD2；辅助谐振电感电流iL1。由式（12）可知，同样的输入直流电压Vdc，开关Q1、Q2的电压峰值随D的大小而变化。为了减低开关器件的电压应力，D值不能太小。但D必须小于1，以保证零电压开关。3uq1ds和uab的电压为了验证电路的正确性，进行了仿真研究并研制了一台实验样机，仿真电路参数为：Vdc=150V,Ld=200µH,Ca1=Ca2=2.5nF,La1=La2=5µH,Ls=35µH,LP=2.4µH,C=12nF,Q1、Q2交替互补180°导通，开关频率fs=1.0MHz。图7所示为Q1驱动ug（如图7a所示）、漏源极电压UQ1（如图7b所示），流过Q1电流iQ1（如图7c所示）、负载槽路电压UAB（如图7d所示）以及P点的电压波形UP（如图7e所示）的仿真波形。由图7a、图7b、图7c的时序可以看出，开关Q1开通之前电流从其内部反并二极管流过，所以是零电压开通；关断时由于并联电容较大，电压以近似正弦振荡的形式缓慢上升，所以开关损耗可以很小。由于La、Ls、Ca吸收了线路和器件中的杂散分布参数，所以，虽然开关工作频率高达1MHz，电路中电压电流曲线仍然光滑清晰，几乎没有寄生振荡引起的毛刺。图8所示为负载谐振回路中补偿电容C的电压UC相对于整个槽路两端电压UAB相位关系的仿真波形；UC滞后UAB相位近似为90°，可以判定此时负载槽路工作于其固有谐振频率点。图9给出了输入直流电压为54V、开关频率fs为1.0MHz时，Q1上的电压UQ1DS以及P点电压UP的实验波形，UQ1DS与UP的峰值为2倍关系，验证了上述理论分析的正确性。图10为没有锁相控制时，开关频率fs分别为973kHz,1.008MHz和1.049MHz时负载槽路中UC、UAB的实验波形。由于开关频率偏离固有谐振频率，除了图10a以外，图10b和图10c中UC和UAB的相位不再是滞后90°关系，fs偏离谐振点，UC的幅度也随之变小。图11为锁相控制下，改变串联补偿电感Ls，负载回路中UC和UAB的波形。由于Ls具有负载匹配和变压器的作用，改变Ls的电感值，可以改变感应器上电