航空400hz整流器的d-q旋转坐标变换控制

航空400hz整流器的d-q旋转坐标变换控制

1在三元线性系统中的应用传统的净流装置采用二维非控制东正教或晶门管相控制东正教，使输入电压充满欺诈。该谐波不但使整机效率变低,而且会对电子装置造成一定的危害,使系统可靠性降低。在功率因数校正技术中,PWM控制技术以其独特的优越性成为近年来研究的热点。在中大型功率应用场合,一般采用三相系统。由于防雷、绝缘等方面的需要,三相四线应用广泛。尽管,已有大量的文献研究50Hz的三相四线的整流器,但对应用于航空400Hz的三相四线整流器却研究较少。传统的三相整流器控制方法有滞环比较控制和平均电流控制。前者因开关频率不固定且变化范围较大,故系统设计复杂;后者的电流参考值是交流量,这样在PI调节控制中不可避免会有静差产生,即无法实现全负载范围内输入电流相位完全跟踪输入电压相位,且该问题在中频400Hz时更为明显。针对400Hz三相四线电源系统利用d,q旋转坐标变换将三相的交流电流信号变为d,q,0坐标下的直流量,然后在d,q,0坐标下进行PI调节控制,从而实现了输入电流的零静差控制。同时,对于三相四线系统中输出串联电容的均压问题,文献提出了通过设定0轴参考值来实现均压的控制方法,这里给出了具体实现的理论依据。最后通过实验验证了控制策略的可行性。2三氟四书m综合设计2.1gm整流器模型图1示出三相四线六开关的PWM整流器电路。其中ua,ub,uc为三相输入电压;ia,ib,ic为三相输入电流;Ls为交流侧输入电感;Rs为输入电感的等效电阻;C1,C2为输出直流侧滤波电容;Udc为输出直流电压;iN为中线电流;iL为负载电流。假设开关器件均为理想器件,输入电压源为三相对称理想电压源,输出电容值相同,即C1=C2=C,且同一桥臂上下管死区时间可忽略。则在静止a,b,c坐标系下的三相四线PWM整流器的数学模型为:式中:△u为输出电容C1与C2的电压差值,Si(i=a,b,c)为三相开关管的开关函数,当i相的下管导通时,Si=1;当i相的上管导通时Si=-1。式(1)经d,q旋转坐标变换后,可得同步旋转坐标系下的数学模型:式中:ud,uq,u0,id,iq,i0,Sd,Sq,S0分别为同步旋转坐标系下的三相输入电压、三相输入电流和三相开关管的开关函数。由于三相输入电压对称,故u0=0。从上面的模型可见,该系统是一个一阶系统,同时由于d,q旋转坐标变换使得d,q两轴产生了耦合。2.2前后电压耦合控制图2示出由式(2)所示数学模型所得的三相四线整流器控制框图。其中,PWM整流器的等效增益为KPWM=Udc/2Ucm,Ucm为调制三角波的幅值;三相整流器输出直流电压对输入电流幅值的传递函数为G0(s)=K0(1-sTz)/(1+sTp),其中,Tp=0.5R0C,Tz=Ls/r,R0为输出端的负载电阻,r为整流器的输入电阻。在该三相四线PWM整流器系统中,输出电压可通过电压环PI调节器控制。输入电流通过d,q,0坐标系下PI调节器控制。其中,电压PI调节器的输出值作为d轴的参考值,零作为q轴的参考值,-△u作为0轴的参考值。在该控制方案中,由于旋转坐标变换使d,q两轴互相耦合,故添加了前馈来消除耦合,前馈系数K与PWM的等效增益KPWM相关。文献指出在三相四线的系统中,SVPWM调制与SPWM调制效果是等同的,所以采用较简单的SPWM调制。2.3回归系统的pi调节控制对于采用平均电流控制出现的静差问题,利用d,q旋转坐标变换,将三相交流电流信号变换至d,q,0坐标下的直流信号,然后进行PI调节控制,从而实现了输入电流的零静差控制。三相输入电流经过d-q旋转变换后为:式中:要实现单位功率因数,令δ=0即可得到旋转坐标系下d,q,0轴对应的直流参考值,控制相应轴的电流跟踪指定参考值即可实现电流的零静差控制。2.4带均压的转换电路三相四线PWM整流器的输出端由两个分立电容串联构成,控制上要求实现两输出电容上的电压均衡一致。这里结合具体的d,q,0坐标的控制方法,采用了修改d,q,0轴中0轴的参考量来实现对输出电容的均压控制。图3示出0轴的控制框图。为实现对输出电容电压的均压控制,设定0轴参考量为-△u,而非参考值零,即可实现输出电容的均压。其实现机理可从整流器对输出电压的控制上说明。图4示出双极性调制的SPWM简图,其中,Ucm为三角波幅值;Ugm为正弦波的幅值;x为由于0轴不为零导致的调制正弦波的偏移量;ω为基波角频率。这样整流器交流侧电压us在一个开关周期内的平均值为:式中:U1,U2分别为输出电容C1和C2上的电压值;d(t)为同一桥路下开关管的占空比函数。根据图4的SPWM产生机理可得:将式(6)代入式(5)得到:由于开关频率远大于基波频率,则:式中:φ=arctan(ωLsIN1/UN),IN1为输入电流的基波有效值,UN为输入电压的有效值。当达到稳定状态时,对应的φ值一定。若输出电容电压均衡,则△u=0,即0轴的参考值为零。若输出电容存在偏压,假设△u>0,则0轴的电流参考量变小,导致0轴的PI输出量减小,这样使得输出的调制正弦波的偏移量x<0,再根据式(8),由于等式左边要求恒定,则会调整减小△u。同理可以说明△u<0的情况。这样,通过设定0轴的参考值为-△u就可以实现对输出电容的均压控制。3电容均压控制实验一台满载输出功率3kW的实验原理样机用来验证上面电路的可行性。具体的实验参数为:输入交流电压115V/400Hz,输出直流电压400V,输入电感2.7mH,输出串联电容2200μF,开关频率20kHz。系统中的d-q变换等数字控制通过DSP来实现,F2812芯片不但具有高主频,还有事件管理器和ADC单元等硬件资源,因而非常适合应用于该系统。图5示出具体实验波形。图5a示出输出直流侧的电容电压U1,U2波形;图5b,c为输出功率Po=1.5kW和Po=3kW时,a相输入电压与电流波形。可见,输出直流侧的两电容电压均稳定在200V,实现了均压控制。同时,输入电流在不同的负载条件下均较好的跟踪输入同相电压,实现了输入电流的零静差控制