第6章+蜂窝移动通信用调制课件

第6章蜂窝移动通信用调制、解调技术6.1概述6.2模拟调频（FM）和数字频率调制（FSK）6.3数字相位调制6.4最小移频键控（MSK）调制6.5高斯滤波最小移频键控（GMSK）调制6.6数字信号调制系统的误码率性能6.7正交振幅调制（QAM）习题第6章蜂窝移动通信用调制、解调技术6.1概述6.1概述6.1.1蜂窝移动通信系统对数字调制技术的要求蜂窝移动通信系统对数字调制技术有以下几方面的要求。

(1)数字调制的目的在于使传输的数字信号与信道特性相匹配。不同类型的信道特性，将使用不同的调制技术。6.1概述6.1.1蜂窝移动通信系统对数字(2)移动通信要求采用恒定包络数字调制技术。

(3)应尽量避免AM/PM(幅-相转换)效应。

(4)要求调制方式具有最小的功率谱占用率，即已调波具有快速高频滚降的频谱特性，或者说已调波除主瓣以外，只有很小的旁瓣，甚至几乎没有旁瓣。(2)移动通信要求采用恒定包络数字

具体地讲，数字调制技术应满足如下特性要求：

①为了在衰落条件下获得所要求的误码率(BER)，需要好的载噪比(C/N)和载干比(C/I)性能。

②所用的调制技术必须在规定频带约束内提供高的传输效率(以(b/s)Hz-1为单位)。

③应使用高效率的功率放大器，而带外辐射又必须降低到所需要求(-60～-70dB)。具体地讲，数字调制技术应满足如下特④恒定包络。⑤低的载波与同道干扰(CCI)的功率比。⑥必须满足快速的比特再同步要求。⑦成本低，易于实现。④恒定包络。6.1.2数字调制技术分类数字调制技术可按以下几方面进行分类。

(1)按基带数字信号对载波的振幅、频率和相位不同参数所进行的调制，可分为ASK、FSK和PSK。也有同时改变载波振幅和相位的调制技术，如正交调幅(QAM)。

(2)目前，数字蜂窝通信系统调制技术，主要有两大类：第一类是连续相位调制技术，其射频已调波信号具有恒定包络的特性，即恒定包络调制技术。第二类是线性调制技术。6.1.2数字调制技术分类(3)相位路径或相位轨迹。载波相位变化值是一个随时间变化的函数，记作Φ(t)。通常把相位路径分为两大类，即连续相位路径和非连续相位路径。数字调制的分类见图6-1所示。(3)相位路径或相位轨迹。载波相图6-1数字调制的分类图6-1数字调制的分类6.1.3数字调制信号所需的传输带宽数字调制信号所需的传输带宽可表示为式中rb为语音编码比特率，η为调制制式的传输效率(以(b/s)Hz-1为单位)。6.1.3数字调制信号所需的传输带宽式中rb为语音编码比特

设频道间隔为ΔF，收、发信机的频率偏差(即频率稳定度)为Δf，则频道间隔需满足(6-1)设频道间隔为ΔF，收、发信机的频率

由式(6-1)可见，在频道间隔受限的条件下，要实现移动通信中的数字语音传输，应该：

①降低语音编码的比特率；

②提高振荡器的稳定度和准确度；

③提高调制技术的传输效率。由式(6-1)可见，在频道间隔6.1.4有关QPSK调制技术的说明四相移相键控(QPSK)是一种误码性能优良、信号频谱主瓣也很窄的调制技术，它的缺点是频谱的旁瓣较大，不能满足移动通信的要求。为了减少旁瓣对邻道的干扰，可以设想用滤波器将旁瓣滤除，但这又必然导致信号包络发生起伏。发信机中的功率放大器通常都是非线性的，滤除了旁瓣的包络起伏的信号经过非线性放大之后，它的频谱又将被扩散开来，生成新的旁瓣，这就是AM/PM效应。解决上述问题的途径有二：一是减少已调信号在码元转换时刻的相位跳变量。二是提高功率放大器的线性动态范围。6.1.4有关QPSK调制技术的说明6.2模拟调频(FM)和数字频率调制(FSK)6.2.1模拟调频(FM)1.调频信号的产生设载波信号为

u(t)=Uccos(ωct+θ0)

调频和调相信号可写成一般形式

u(t)=Uc

cos［ωct+φ(t)］6.2模拟调频(FM)和数字频率调制(FSK)6.2.1

设调制信号为um(t)，则调频信号的瞬时角频率与输入信号的关系为因而调频信号的形式为设调制信号为um(t)，则调频信号的式中，mf为调制指数。(6-2)(6-3)式中，mf为调制指数。(6-2)(6-3)2.FM信号的频谱将式(6-2)展开成级数得

uFM(t)=Uc{J0(mf)sinωct

+J1(mf)sin［(ωc

+Ω)t］-J1(mf)sin［(ωc-Ω)t］

+J2(mf)sin［(ωc

+2Ω)t］-J2(mf)sin［(ωc

-2Ω)t］

+…}(6-4)

式中，Jk(mf)为k阶第一类贝塞尔函数2.FM信号的频谱图6–2FM信号的频谱(m=2)图6–2FM信号的频谱(m=2)3.FM信号的带宽若以90％能量所包括的谱线宽度(以载频为中心)作为调频信号的带宽，则可以证明调频信号的带宽为

B=2(mf+1)Fm=2(Δfm+Fm)(6-5)

若以99％能量计算，则调频信号的带宽为(6-6)3.FM信号的带宽(6-6)4.FM信号解调和解调增益

FM信号的产生可以用压控振荡器(VCO)直接调频，也可以将调制信号积分后送入调相器进行“间接调频”。FM信号解调可采用鉴频器或锁相环鉴频。在接收端，输入的高斯白噪声(其双边功率谱密度为N0／2)和信号一起通过带宽B=2(mf+1)Fm

的前置放大器，经限幅后送入到鉴频器，再经低通滤波后得到所需的信号。在限幅器前，信号加噪声可表示为4.FM信号解调和解调增益r(t)=uFM(t)+n(t)=Uccos［ωct+φ(t)］+xc(t)

cos(ωct)-yc(t)

sin(ωct)=U

ccos［ωct+φ(t)］+V(t)cos［ωct+θ(t)］

=U′ccosΨ(t)(6-7)r(t)=uFM(t)+n(t)

式中，U′c(t)经限幅器限幅后将为一常量，而(6-8)在大信噪比情况下，即Uc>>V(t)，有式中，U′c(t)经限幅器限幅后将为一鉴频器的输出为鉴频器的输出为5.FM信号解调的门限效应在小信噪比情况下，即Uc<<V(t)，由式(6-8)′得5.FM信号解调的门限效应

此时没有单独的信号项存在，解调器的输出几乎完全由噪声决定。也就是说有用信号已被噪声淹没，使得解调器的性能恶化，引起了所谓的“门限效应”。FM解调器的性能及门限效应如图6-3所示。此时没有单独的信号项存在，解调器图6-3FM解调器的性能及门限效应图6-3FM解调器的性能及门限效应6.2.2二进制移频键控调制(FSK)1.2FSK信号的产生

2FSK信号的产生一般有两种方法：频率选择法和载波调频法。前者产生相位离散的2FSK信号，后者产生相位连续的2FSK信号。设输入到调制器的比特流为｛an｝，an=±1，

n=-∞～+∞。FSK的输出信号形式(第n个比特区间)为6.2.2二进制移频键控调制(FSK)式中，g(t)是宽度为Ts的矩形脉冲，系数式中，g(t)是宽度为Ts的矩形脉冲，系数2.FSK信号的功率谱和信号带宽令g(t)频谱为G(ω)，an取+1和-1的概率相等，则s(t)的功率谱表达式为2.FSK信号的功率谱和信号带宽图6-42FSK信号的功率谱图6-42FSK信号的功率谱3.FSK信号的解调和误码率(Pe)2FSK信号可采用包络检波法、相干解调法和非相干解调法等方法解调。通常使用相干解调法，2FSK相位连续时，可采用鉴频器解调。相干解调的框图如图6-5所示。3.FSK信号的解调和误码率(Pe图6-52FSK的相干解调框图图6-52FSK的相干解调框图

设图6-5中两个带通滤波器的输出分别为y1(t)和y2(t)。它们包括有用信号分量和噪声分量。设噪声分量为加性窄带高斯噪声。可分别表示为：

ω1支路nc1(t)cos(ω1t+φ1)-ns1(t)sin(ω1t+φ1)ω2支路nc2(t)cos(ω2t+φ2)-ns2(t)sin(ω2t+φ2)设图6-5中两个带通滤波器的输出发“+1”时，y1(t)=a

cos(ω1t+φ1)+nc1(t)cos(ω1t+φ1)-ns1(t)sin(ω1t+φ1)y2(t)=nc2(t)cos(ω2t+φ2)-ns2(t)sin(ω2t+φ2)发“-1”时，y1(t)=nc1(t)cos(ω1t+φ1)-ns1(t)sin(ω1t+φ1)y2(t)=a

cos(ω2t+φ2)+nc2(t)cos(ω2t+φ2)-ns2(t)sin(ω2t+φ2)发“+1”时，经过相乘器和低通滤波后的输出有：发“+1”时：

x1(t)=a+nc1(t)x2(t)=nc2(t)发“-1”时x1(t)=nc1(t)x2(t)=a+nc2(t)经过相乘器和低通滤波后的输出有：发“-1”时x1(t)=nc6.3数字相位调制6.3.1二进制移相键控调制(2PSK)

设输入二进制序列为{an}，an=±1，n=-∞～+∞，则2PSK的信号形式为an=+1)(an=-1)nTb≤t<(n+1)Tb6.3数字相位调制6.3.1二进制移相键控调制(s(t)还可以表示为nTb≤t<(n+1)Tbs(t)还可以表示为nTb≤t<(n+1)Tb

设g(t)是宽度为Tb的矩形脉冲。其频谱为G(ω)，则2PSK信号的功率谱为(假定“+1”和“-1”等概出现)：(6-13)

2PSK信号可采用相干解调和差分相干解调，如图6-6所示。设g(t)是宽度为Tb的矩形脉冲。

输入噪声为窄带高斯噪声(其均值为0，方差为σ2n)，则在输入序列“+1”和“-1”等概出现的条件下，相干解调后的误码率为(6-14)

在相同的条件下，差分相干解调的误码率为(6-15)输入噪声为窄带高斯噪声(其均值为0

图6-6PSK的解调框图

(a)相干解调；(b)差分相干解调图6-6PSK的解调框图6.3.2四相相移键控调制(QPSK)和交错四相相移键控调制(OQPSK)QPSK和OQPSK信号的产生原理如图6-7所示。6.3.2四相相移键控调制(QPSK)和交错四相

图6-7QPSK和OQPSK信号的产生

(a)QPSK的产生；(b)OQPSK的产生图6-7QPSK和OQPSK信号的产生

假定输入二进制序列为｛an｝，an=“+1”或“-1”，则在kTs≤t＜(k+1)Ts(Ts=2Tb)的区间内，QPSK调制器的输出为(令n=2k+1)假定输入二进制序列为｛an｝，an图6-8QPSK和OQPSK的星座图和相位转移图

(a)QPSK；(b)OQPSK图6-8QPSK和OQPSK的星座图和相位转移图6.3.3π/4-DQPSK调制

π/4-DQPSK是对QPSK信号的特性进行改进的一种调制方式。改进之一是将QPSK的最大相位跳变±π，降为±3π／4，从而改善了频谱特性。改进之二是解调方式。QPSK只能用相干解调，而π/4-DQPSK既可以用相干解调，也可以采用非相干解调。π／4-DQPSK已应用于美国的IS-136数字蜂窝系统、日本的个人数字蜂窝系统(PDC)和美国的个人接入通信系统(PACS)中。6.3.3π/4-DQPSK调制π／4-DQPSK调制器的原理框图如图6-9，输入数据经串／并变换之后得到同相通道I和正交通道Q的两种非归零脉冲序列SI和SQ。通过差分相位编码，使得在kTs≤t＜(k+1)Ts

时间内，I通道的信号Uk和Q通道的信号Vk发生相应的变化，再分别进行正交调制之后合成为π／4-DQPSK信号。(这里Ts是SI和SQ的码宽，Ts=2Tb。)

π／4-DQPSK调制器的原理框图图6-9π/4-QPSK调制器原理框图图6-9π/4-QPSK调制器原理框图表6-1π/4-DQPSK的相位跳变规则表6-1π/4-DQPSK的相位跳变规则图6-10π／4-DQPSK的相位关系图6-10π／4-DQPSK的相位关系6.4最小移频键控(MSK)调制6.4.1连续相位移频键控(CPFSK)

1.二进制移频键控(2FSK)2FSK信号一般有两种产生方法：频率选择法和载波调频法。前者一般产生相位离散的2FSK信号，后者产生相位连续的2FSK信号。二进制连续相位的FSK信号是利用基带信号对一振荡器进行频率调制而产生的，在码元转换时刻的相位是连续的，因而信号频谱在频带之外的滚降加快。6.4最小移频键控(MSK)调制6.4.1连续

相位连续的二进制移频键控FSK信号，可用下式表达：

s(t)=Acos［(2πfc+2πΔfdm(t))t］(6-17)

式中，fc是载波频率；A是载波的振幅；m(t)是二元对称非归零基带数字信号，其可能取值为+1或-1；Δfd是频偏。瞬时频率仅有两个值，即f1=fc-Δfd和f2=fc+Δfd。则调制指数h定义为相位连续的二进制移频键控FSK信号，可用下式表达：

2.

2FSK两个信号的相关系数

2FSK信号在一个码元期间内的波形可写成2.2FSK两个信号的相关系数这两个信号波形的相关系数由下式确定：(6-18)这两个信号波形的相关系数由下式确定：(6-18)图6-11FSK信号和相关系数图6-11FSK信号和相关系数

3.2FSK信号的功率谱密度图6-12给出了几种不同调制指数下，相位连续FSK信号的功率谱密度曲线。由图6-12(a)看出，功率谱密度曲线w(f)有如下特征：当调制指数h较小时，w(f)呈现单峰，峰点出现在fc处，两边平滑地滚降，这时FSK信号与PSK信号带宽相近，约2rb。随着调制指数h增大，曲线呈现双峰，两个峰点分别出现在fc+Δfd和fc-Δfd

两个发送频率上，这时FSK信号带宽大于PSK信号带宽2rb。3.2FSK信号的功率谱密度

对于大的h(例如h>2)来说，FSK信号实质上相当于由两载频不同的振幅键控ASK信号所组成，其载频分别是fc+Δfd和fc-Δfd。而且当2Δfd=mrb(m是整数)时，FSK信号功率谱密度出现离散频率的正弦分量。图6-12(b)示出h=1，即2Δfd=rb时，曲线的双峰变成了两条线状谱，它在fc+(0.5)rb和fc-(0.5)rb

处出现离散频率分量。对于大的h(例如h>2)来说，FSK信号实质上相当于

图6-12FSK信号的功率谱密度

(a)调制指数h=0.5,0.7,1.5时；(b)调制指数h=1时图6-12FSK信表6-2FSK信号所占带宽表6-2FSK信号所占带宽6.4.2最小移频键控(MSK)1.MSK信号设计二进制MSK信号的表示式可写为

s(t)=cos［2πfc+Φ(t)］(6-19)

式中，fc是载波频率，而Φ(t)是附加的相位函数。此式不仅适用于MSK，也适用于在它基础上产生的TFM、GMSK调制方式，只是不同调制方式所具有的附加相位函数是不同的。6.4.2最小移频键控(MSK)对于MSK，附加相位函数为

kTb≤t≤(k+1)Tb(6-20)kTb≤t≤(k+1)Tb(6-21)对于MSK，附加相位函数为kTb≤t≤(k+1)Tb2.MSK信号设计举例两个传信频率f1和f2的选择必须使得它们在一个码元期间的相位累积严格地相差180°。下面我们举例说明rb、Δfd、fc、f1、f2之间的关系。给定rb=21.504

Mb／s

则2.MSK信号设计举例选择

fc=13×Δfd=69.888

MHz则

f2=14×Δfd=75.264

MHzf1=12×Δfd=64.512

MHz这样，在一个码元时间内，f2刚好完成周选择周而f1刚好完成周其载波刚好完成周而f1刚好完成周其载波刚好完成周3.MSK信号的波形特性图6-13示出了已知二进制数据时所对应的已调波波形。由图可见，FSK波形在任何一个码元转换时刻上，其相位总是连续的。所谓连续，是指当前所讨论的码元ak范围内，其FSK信号起始相位要等于ak相邻的前一码元ak

-1的终止相位(即对应于t=(k-1)Tb时的相位)。3.MSK信号的波形特性图6-13MSK的已调波形图6-13MSK的已调波形

4.MSK信号的相位路径网格图图6-14(a)是针对一特定数据序列而画出的附加相位轨迹。图6-14(b)表示的是附加相位路径的网格图，它是附加相位函数由零开始可能经历的全部路径。Φk和ak之间的关系如表6-3所列。4.MSK信号的相位路径网格图图6-14附加相位函数Φ(t)及附加相位路径网格图6-14附加相位函数Φ(t)及附加相位路径网格

表6-3相位常数Φk和ak的关系

表6-3相位常数Φk和ak的关系

6.4.3MSK信号调制和解调

1.MSK信号调制由第6.4.2节的讨论可知，MSK信号必须具有以下特点：

①已调信号的振幅是恒定的；

②信号的频率偏移严格地等于±1/(4Tb)，相应的调制指数h=(f2-f1)Tb=1/2；

③以载波相位为基准的信号相位在一个码元期间内准确地线性变化±π/2；

6.4.3MSK信号调制和解调④在一个码元期间内，信号应包含四分之一载波周期的整数倍；

⑤在码元转换时刻，信号的相位是连续的，或者说信号的波形没有突变。④在一个码元期间内，信号应包含四

因此，可以用以下步骤来产生MSK信号：

①对输入数据序列进行差分编码；

②把差分编码器的输出数据用串/并变换器分成两路，并互相交错了一个码元宽度Tb；

③用加权函数cos=πt/(2Tb)和sin=πt/(2Tb)分别对两路数据进行加权；

④用两路加权后的数据分别对正交载波cosωct和sinωct进行调制(调幅)；

⑤把两路输出信号进行叠加。因此，可以用以下步骤来产生MSK信

图6-15是这种采用正交调幅法实现MSK调制的原理方框图。其表达式可写为kTb≤t≤(k+1)Tb(6-23)图6-15是这种采用正交调幅法实图6-15MSK调制器方框图图6-15MSK调制器方框图

2.MSK信号的解调

MSK信号的解调可以采用相干解调，也可以采用非相干解调。在实用中，收端往往需要解决载波恢复的相位模糊问题，故MSK调制器前总需要加差分编码器，而收端则必须在正交相干解调器输出端加差分译码器。2.MSK信号的解调MSK以及后面将要阐述的GMSK信号都可以采用正交相干检测器来实现解调，也可以采用一比特、二比特差分检测的非相干检测器进行解调。实现相干检测器的最主要问题是参考载波的恢复。载波恢复的实际电路主要有逆调制环、判决反馈环、平方环、科斯塔斯(Gostas)环等。下面我们以科斯塔斯环提取载波的同步检波电路为例来分析MSK解调原理。

图6-16是利用科斯塔斯环提取载波的MSK信号解调电路。MSK以及后面将要阐述的GMSK信号图6-16利用科斯塔斯环提取载波的MSK信号解调电路图6-16利用科斯塔斯环提取载波的MSK信号解调电路图6-17利用科斯塔斯环提取载波的解调电路中各点波形图6-17利用科斯塔斯环提取载波的解调电路中各点波形6.4.4MSK信号的功率谱密度

MSK信号的功率谱密度表示式为(6-26)式中，A为信号的振幅。6.4.4MSK信号的功率谱密度(6-26)式中，图6-18三种调制信号的功率谱图6-18三种调制信号的功率谱表6-4MSK与QPSK信号所占带宽的比较表6-4MSK与QPSK信号所占带宽的比较6.5高斯滤波最小移频键控(GMSK)调制6.5.1GMSK基本原理和性能

1.GMSK信号的产生

GMSK调制原理如图6-19所示。调制器输出已调波的频谱由前置滤波器的特性来控制，为了使输出频谱密集，前置滤波器必须具有以下特性：

6.5高斯滤波最小移频键控(GMSK)调制6.5.①窄带和尖锐的截止特性，以抑制FM调制器输入信号中的高频分量；

②脉冲响应过冲量小，以防止FM调制器瞬时频偏过大；

③保持滤波器输出脉冲响应曲线下的面积对应于π/2的相移，以使调制指数为1/2。①窄带和尖锐的截止特性，以抑制F图6-19GMSK调制器原理框图图6-19GMSK调制器原理框图

2.GMSK信号的特性已调信号的相位路径取决于高斯滤波器输出脉冲的形状，或者说在一个码元内已调波相位变化值取决于其间脉冲的面积。由于脉冲宽度大于Tb，即相邻脉冲间有重叠，因此在决定一个码元内脉冲面积时要考虑相邻码元的影响。为了简便，可考虑脉冲宽度为3Tb，那么在连续三个码元不同情况下的相位路径，可由如下规则确定：2.GMSK信号的特性①一个码元内相位变化增加还是减小取决于这个码元内脉冲波形叠加后面积是正还是负，若面积为正，则相位增加；反之，则相位减小。

②一个码元内相位变化值取决于这个码元内叠加后脉冲面积的大小。①一个码元内相位变化增加还是减小取

在其它码元情况下，由于正、负极性的抵消，叠加后脉冲波形面积小于上述两种情况，即相位变化值小于±π/2。GMSK的相位路径如图6-20所示，为了比较，同时画上MSK和TFM的相位路径。由图可见，GMSK把MSK相位路径的尖角平滑了，因此它的频谱特性必优于MSK。在其它码元情况下，由于正、负极性图6-20GMSK相位路径图6-20GMSK相位路径3.GMSK信号的功率谱密度图6-21是用计算机模拟的GMSK等效低通功率谱密度。纵轴是以分贝表示的归一化功率谱密度，横轴是归一化频偏(f-fc)Tb，参变量是预调制高斯低通滤波器3

dB带宽的归一化值BbTb。3.GMSK信号的功率谱密度图6-21GMSK信号的功率谱密度图6-21GMSK信号的功率谱密度

4.GMSK抗邻道干扰性能邻道干扰是指在两个信道频率间隔Δf一定情况下，落在邻道中的带外辐射功率与所需信道总功率的比值。图6-22示出了计算机模拟结果。4.GMSK抗邻道干扰性能图6-22GMSK的邻道干扰图6-22GMSK的邻道干扰6.5.2GMSK调制和解调用基带高斯脉冲串直接调制VCO的频率，是一种简便的调制方法，如图6-19所示。但它在获得调频所需灵敏度和线性的同时，却很难克服中心频率的偏移。6.5.2GMSK调制和解调图6–23PLL型GMSK调制器图6–23PLL型GMSK调制器6.6数字信号调制系统的误码率性能

在加性白噪声条件下，二相移相键控系统理想情况的误码率可表示为(6-29)式中，erfc(x)为互补误差函数，有6.6数字信号调制系统的误码率性能MSK可达到和QPSK一样好的误码率性能，同样可以用式(6-29)表示。

GMSK调制系统在理想情况下的误码率为(6-30)(6-31)MSK可达到和QPSK一样好的误码率图6-24GMSK归一化最小信号距离图6-24GMSK归一化最小信号距离

图6-25示出了π/4相移QPSK的静态误码率性能，实线表示由计算机仿真所得的特性；虚线表示实验性测试结果。当误码率(BER)为10-3时，实验测试所得的Eb/N0等于11.2

dB。图6-26给出的是动态误码性能，它以最大多普勒频率fD作为可变参数。当BER为10-3时，Eb/N0约26

dB。图6-25示出了π/4相移QP图6-25π/4-QPSK静态误码率性能图6-25π/4-QPSK静态误码率性能图6-26π/4-QPSK动态误码率性能图6-26π/4-QPSK动态误码率性能

图6–27GMSK静态误码率性能图6–27GMSK静图6–28GMSK动态误码率性能图6–28GMSK动态误码率性能

图6-27为实验测得的GMSK静态误码率性能，图中以调制前高斯低通滤波器LPF的归一化3

dB下降带宽BbTb作为参变量，而检测前高斯带通滤波器BPF的归一化3

dB下降带宽BiTb为0.63。由该图可见BbTb=0.25的GMSK与简单的MSK相比，性能仅下降1

dB。图6-28绘出了BbTb=0.25时GMSK在模拟快速瑞利衰落环境中的动态误码率性能的实验测量结果，图中以最大多普勒频率，即衰落速率fD作为参变数。图6-27为实验测得的GMSK

6.7正交振幅调制(QAM)

6.7.1QAM信号的产生

正交振幅调制是BPSK、QPSK调制的进一步推广，它是通过相位和振幅的联合控制，可以得到更高频谱效率的一种调制方式，从而可在限定的频带内传输更高速率的数据。

正交振幅调制的一般表达式为y(t)=Am

cosωct+Bmsinωct，0≤t<Ts

(6-32)6.7正交振幅调制(QAM)6.7.1QAM信号QAM中的振幅Am和Bm可以表示成式中，A是固定的振幅，(dm和em)由输入数据确定。

(dm和em)决定了已调QAM信号在空间中的坐标点。QAM中的振幅Am和Bm可以表示成式中，A是固定的振幅，6.7.2QAM的调制和相干解调

QAM的调制和相干解调框图如图6-29所示。在调制端，输入数据经过串、并变换后分为两路，分别经过2电平到L电平的变换，形成Am和Bm。为了抑制已调信号的带外辐射，Am和Bm还要经过预调制低通滤波器，才分别与相互正交的各路载波相乘。最后将两路信号相加就可以得到已调输出信号y(t)。6.7.2QAM的调制和相干解调

图6-29QAM调制解调原理框图

(a)QAM调制框图；(b)QAM解调框图图6-29QAM调制解调原理框图

在接收端，输入信号与本地恢复的两个正交载波信号相乘以后，经过低通滤波器，多电平判决，