一种带曲率补偿CMOS基准电压源的设计-任务书(完整版)实用资料

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一种带曲率补偿CMOS基准电压源的设计-任务书（完整版）实用资料(可以直接使用，可编辑完整版实用资料，欢迎下载）系审查签字后生效。任务书必须在毕业设计开始前两个月内填写并发给学生。第24卷第1期中国电机工程学报Vol.24No.1Jan.20042004年1月ProceedingsoftheCSEE©2004Chin.Soc.forElec.Eng.文章编号:0258-8013(200401-0147-06中图分类号:TM714文献标识码:A学科分类号:470・4031一种新型的全桥零电压零电流开关PWM变换器许峰,徐殿国,柳玉秀(哈尔滨工业大学电气工程系,黑龙江哈尔滨150001ANOVELZERO-VOLTAGEANDZERO-CURRENT-SWITCHING(ZVZCSFULL-BRIDGEPWMCONVERTERXUFeng,XUDian-Guo,LIUYu-Xiu(DepartmentofElectricalEngineering,HarbinInstituteofTechnology,Harbin150001,ChinaABSTRACT.Anovelzerovoltageandzerocurrentswitching(ZVZCSfullbridge(FBpulsewidthmodulation(PWMconverterisproposedandanalyzed.Anauxiliarycircuitwhichconsistsofacoupledoutputinductorandadiode,isadaptedtoprovidezero-currentswitching(ZCSconditionstotheprimarylagging-legswitches.Manyadvantagesincludingsimplecircuittopology,highefficiency,andlowcostmakethenewconverterattractiveforhighpowerappficati-ons.Theoperation,analysis,featuresanddesignconsiderationsareillustratedandverifiedona3kW,100kHzinsulatedgatebipolartransistor(IGBTbasedexperimentalcircuit.KEYWORDS:DC-DCconverter;full-bridge;zero-current-switching;zero-voltage-switching摘要:提出一种新型的FB-ZVZCS-PWM变换器拓扑,采用耦合电感构成辅助电路,结构简单、没有耗能元件或有源开关,不增加原边电流应力。新拓扑具有良好的通用性,对采用不同箝位方式如阻容吸收、次级无源箝位或有源箝位的全桥变换器均适用。变换器主开关管全部采用IGBT,开关频率大幅提高,功率密度、轻载效率及软开关负载范围显著改善,而变换器成本降低。给出了变换器拓扑结构、关键参数设计及实测波形,新拓扑已应用在3kW,350VDC变换器中。关键词:DC/DC变换器;全桥变换器;零电流开关;零电压开关148中国电机工程学报第24卷第1期许峰等:一种新型的全桥零电压零电流开关PWM变换器149150中国电机工程学报第24卷第1期许峰等:一种新型的全桥零电压零电流开关PWM变换器151152中国电机工程学报第24卷收稿日期：2003-07-23。作者简介：许峰（1969-），男，副教授，在职博士研究生，研究方向为大功率软开关DC/DC变换技术；徐殿国（1960-），男，教授，博士生导师，研究方向为电力电子与电力传动等。（责任编辑王彦骏）AnimprovedFrequencycompensationTechniqueforCMOSoperationalamplifiers译文一种用于CMOS运算放大器的改进的频率补偿技术BHUPENDRAK.AHUIJ摘要：一般常用的CMOS两级运算放大器由于二阶RC补偿网络的存在使其两方面的基本性能受到了限制．第一，这种频率补偿技术只在有限的容性负载范围内使系统稳定工作；第二，电源抑制能力在开环极点外会有严重的退化，这里要介绍的技术可以使电路在更宽的容性负载范围内稳定工作，同时VBB电源抑制能力也有了很大提高，可以在很宽的带宽内保持较强的电源抑制能力．本文首先在其频率特性和噪声特性方面做了数学推导，然后由N阱CMOS工艺实现了此技术．实验结果显示此技术可使电路的负电源抑制比在10kHz时达到70dB，1kHz时输入噪声密度为50nV/√Hz．Ⅰ简介线性CMOS技术在过去的5年内取得了显著的进展，它可以提供高性能低功耗的模拟电路模块，如运算放大器、比较器、缓冲器等．这些电路能以较小的面积和较低的功耗获得可与双极型电路相比较的性能，这使得单片集成高标准的复杂的滤波器、A/D与D/A转换器等成为可能．CMOS技术由于具有相对简单的电路结构和灵活的设计，比NMOS技术更有优势，并且正在作为未来线性模拟集成电路的主要技术而被迅速接受，特别是在远程通信领域[1][2]．运算放大器作为任何模拟集成电路的重要模块，两种技术都对其制成做过报道[3][6]．典型的CMOS运算放大器为两级增益结构，第一级为差分输入单端输出级，第二级为A类或AB类输出倒相级．通常每一级的增益都被设计在40~100的范围之内．图1（a）所示为典型的CMOS运算放大器电路结构，图1（b）为其早期的交流等效模型．此结构是国内IC中使用的最合适驱动容性负载的结构．简单的说，M1~M5形成了差分输入级，而M6、M7形成了输出倒相级．第二级增益处的RC网络为运算放大器提供频率补偿．这种电路，已经被很多学者分析过[5][7]，包含一个主极点、两个复杂的高频级点和一个零点，该零点可以通过增大补偿电阻RZ从频谱图的右半平面移动到左半平面，如图1（c）所示．在高频时由于补偿电容的存在使第一级输出与运算放大器输出间形成一个没有反相的前馈通路，所以运算放大器的表现出如下的性能退化：1）负载电容达到补偿电容的量级时，电路的稳定性会大幅降低（CL必须远小于gm2CC/gm1以避免在单位增益带宽产生第二个极点）．2）在PMOS管作为差分信号的输入端时，负电源在单位增益带宽内主极点处会表现出一个零点．这会导致那些采用高频开关稳压器产生他们供电电源的数据采样系统在性能上出现严重的退化．（在NMOS管作为差分信号输入端时，正电源会使电路性能出现相同的退化），如图1（d）所示．AnimprovedFrequencycompensationTechniqueforCMOSoperationalamplifiers译文本文提出的技术克服了以上两个限制．这种技术早期[7]作为私人交流被Read和Weiser参考过[8]．本论文对电路进行了分析、设计，并由N阱CMOS工艺进行了实现，而且提供了测试结果．图1（a）常用的两级运算放大器（b）两级运算放大器的小信号等效模型（c）零极点图（d）在单位增益模式下的VBB电源抑制比II.改进的频率补偿技术该技术是基于消除由第一级输出到到运算放大器输出之间的前馈通路的．图1中所示的电路会有一个CCd（V0-V1）/dt的电流流入第一级的输出端．如果一种技术能够设计一个大小为CCdV0/dt的电流仅仅流入第一级的输出，那么此技术就能够消除前馈通路而且由于米勒效应同时能够产生一个主极点．唯一不同的是，米勒电容现在是A2C2而不是（1+A2）CC，这里A2表示第二级放大器的增益．这样这种构想的电路的交流等效模型如图2（a）所示．这里补偿电容连接在输出节点与一个虚地端（交流地），而具有同样为CCdV0/dt的受控电流源电流流入第一级的输出端．可以证明对于这种结构，运算放大器的开环增益可以由下式给出：AnimprovedFrequencycompensationTechniqueforCMOSoperationalamplifiers译文其中A1=gm1R1是第一级的直流增益，A2=gm2是第二级的直流增益．图2（a）新的频率补偿技术（b）S平面内的零极点分布结果（c）VBBPSRR分析的小信号等效模型（d）图2（a）在理想情况下的VBBPSRR响应图2（b）所示为此电路的零极点位置．请注意这里没有有效的零点并且所有的极点都是实数，而且距离很远．假设内部节点电容远远小于补偿电容CC和负载电容CL，单位增益带宽W1仍然是由gm1/CC得到．这会导致：AnimprovedFrequencycompensationTechniqueforCMOSoperationalamplifiers译文将如下列给出的两级运算放大器设计的典型值代入上式：可以得到，新的补偿技术可以驱动100pF的容性负载，而图1所示的典型的运算放大器的只能驱动10pF的容性负载．这样新技术可以在相同的性能下使驱动容性负载的能力提高一个量级的改进．改进量可以由CC/C1得到，其中C1可以通过细致的版图设计和第一级的设计来减小．另一个重大的性能改善是负的电源抑制特性．图2（c）所示为输入接地的计算开环负电源抑制比的电路模型．可以证明开环VBB电源抑制比可以由下式得出：从上式可以看出它有着和开环增益一样的极点和一个由于第一级输出端寄生电容造成的零点．这样，在单位增益时，VBB电源抑制比由下式给出：这意味着系统会有一个平坦的响应值为–20logA1A2，直到第一级寄生零点频率处响应开始出现一个6dB每倍频程的上升，直到单位增益节点处响应又恢复平坦．从图2（d）中可以看到这一点．III.一个实现的电路和它的测试结果尽管上述的原理可以应用于任何MOS放大器的设计，但是用CMOS技术实现会相对简单一些．图3（a）所示为一个实现方案，电流互感器为补偿电容提供AnimprovedFrequencycompensationTechniqueforCMOSoperationalamplifiers译文实际的地或者说是交流虚地，同时它还能将一个CCdV0/dt的电流转存入第二级的输入端．电流源CS1使M8偏置在一个固定的直流工作点，这样就为补偿电容形成了交流地．通过合适的匹配CS2与CS1的电流值，可以使旁路位移电流CCdV0/dt全部流入或流出第一级的输出端．在大差分信号输入的情况下输出摆率是由总的输入差分电流2I0等决定的，为了保持电流互感器在整个摆动周期有合适的偏置，我们必须保证I1大于2I0．同时，M8的尺寸和I1的值应该足够的大，以保持M8的栅源电压VGS相对恒定且低于出现最坏摆率情况的条件．图2（a）电流互感器提供虚地的实现（b）本设计的放大器原理图（c）此放大器的版图AnimprovedFrequencycompensationTechniqueforCMOSoperationalamplifiers译文图3（b）所示为本论文中实现的放大器的原理图．差分输入级由M1~M5组成，采用共源共栅器件MC1和MC2，以减小由于开关电容电路的应用使负电源提供的电容．电流互感器是由M8、M9和M10构成的．由于共源共栅的结构，在文献[7]中这种技术被称为“栅接地共源共栅补偿技术”．输出级由M6和M7管构成．晶体管MB和晶体管M7的栅电容构成了RC低通滤波器，用来过滤偏置点CPBIAS上的高频噪声．在虚线框中所示的偏置电路为几个这样的放大器共享的，以降低由于这种补偿技术而增加的功耗和面积开销．图3（c）所示为此放大器的版图．此放大器是采用4μmN阱CMOS技术设计制造的，占用版图面积为165mil2．此放大器的输入参考噪声要略逊于图1（a）中所示放大器的，这是由晶体管M9、M10、M12和M14造成的．好在它们对噪声的贡献可以通过参考M1、M2晶体管适当增大他们的沟道长度来明显的减小[3][7]．一些性能参数的测试值都列在表Ⅰ中．此运算放大器的开环增益为80dB，单位增益带宽为3.8MHz，相位裕度在负载为15pF时为70°．低频时VCC和VBB的电源抑制比都要好于-80dB，这分别是由于偏置电路的设计和共源共栅的晶体管MC1和MC2的存在造成的．VBB电源抑制比在60kHz时下降为0，这与仿真的寄生零点有很好的吻合．此运算放大器的输入参考噪声密度在1kHz和100kHz的值分别为58和8nV/√Hz．表1总结本论文介绍一个改进的频率补偿技术，并且对现有技术做了简单的回顾．该AnimprovedFrequencycompensationTechniqueforCMOSoperationalamplifiers译文技术已经由现有的CMOS工艺实现，实验结果显示该技术使电路的高频电源抑制比比现有技术有很大的提高，该技术可使电路的VBB电源抑制比在100kHz时达到-30dB~-35dB．与此同时，在相同的补偿电容下该技术可使电路的电容驱动能力显著提高．致谢感谢P.格雷博士为本补偿技术的噪声分析提供的技术讨论．同时，也对T.巴恩斯在性能分析上所做的技术支持表示深深的感谢．参考文献[1]R.GregorianandG.Amir,―Asinglechipspeechsynthesizerusingaswitched-capacitormultiplier.‖IEEEJ.Solid-StateCircuits.vol.SC-18,pp.65-75,Feb.1983.[2]B.K.Ahujaetal.,―AsinglechipCMOSPCMcodecwithfilters,‖inISSCCDig.Tech.Papers,pp.242-243,Feb.1981.[3]P.R.Gray.‖BasicMOSoperationalamplifierdesign-—Auoverview.‖inAnalog”MOSIntegrate~Circuits.NewYork:―IEEEPress,1980,pp.28-49.[4]D.Senderowicz,D,A.Hodges,andP.R.Gray,―AhighperformanceNMOSoperationalamplifier,‖IEEEJ.Solid-StateCircuits,vol.SC-13,pp.760–768,Dec.1978[5]W.C.Blackeral.,―AhighperformancelowpowerCMOSchannelfilter,‖IEEEJ.Solid-StateCircuits,vol.SC-15,pp.929–938,Dec.1980.[6]V.R.Saari,―LowpowerhighdriveCMOSoperationalamp