智能高频开关电源系统中整流模块的功能设计(完整版)实用资料

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2021年8月15日第34卷第16期智能高频开关电源系统中整流模块的功能设计（完整版）实用资料(可以直接使用，可编辑完整版实用资料，欢迎下载）现代电子技术ModernElectronicsTechniqueAug.2021Vol.34No.16智能高频开关电源系统中整流模块的功能设计毕恩兴(西安铁路职业技术学院,陕西西安710014摘要:以智能高频开关电源系统中的整流模块为研究对象,采用无源PFC和DC/DC变换器的原理,对模块的整流原理进行设计和改善,经过对整流模块的硬件、电路的设计与调试表明:该整流模块可以有效地解决智能高频开关电源系统中整流问题,同时,还具有可靠性强、稳定性好且体积小、噪声低、节能高效、维护方便等优点,能够很好地满足现代智能高频开关电源系统的发展趋势要求。关键词:高频开关电源;整流模块;DCDC变换器;PFC中图分类号:TN71034;TM32文献标识码:A文章编号:1004373X(202116018903DesignonRectifierModuleintheHighfrequencyIntelligentSwitchingPowerSystemBIEnxing(XianRailwayVocation&TechnicalInstitute,Xian710014,ChinaAbstract:Takingtherectifiermoduleofhighfrequencyintelligentswitchingpowerasresearchobject,andusingpassivepowerfactorcorrectionandDC/DCconvertertodesignandimprovetheprincipleofrectifiermodule.Afterdesigninganddebuggingthehardwareandcircuitofrectifiermodule,therectifiermodulecaneffectivelysolvetherectifierproblemofhighfrequencyintelligentswitchingpowersupplysystem.Atthesametime,themodulehasthefeaturesofthereliability,stability,smallsize,lownoise,energyefficient,easymaintenanceandsoon,whichcansatisfythetrendrequirementsofhighfrequencyintelligentswitchingpower.Keywords:highfrequencyintelligentswitchingpower;rectifiermodule;DC/DCconverter;PFC收稿日期:202102260引言随着我国科技生产水平的不断提高,各行各业对供电质量的要求越来越高,而智能高频开关电源作为一种继电保护装置和控制回路装置,为生活和生产中的供电的可靠性提供了有力的保障。当市电供电中断时还可以作为后备电源,所以说智能高频开关电源是对供电质量保证的重要组成部分之一。它具有高度灵活组合、自主监控的特点,另外可靠性强、稳定性好且具有体积小、噪声低、节能高效、维护方便等也是它的一大优点[1]。可以说智能高频开关电源是一种集计算机技术、控制技术、通信技术于一体的高科技产品,可实现系统的自动诊断、自动测试和自动控制。本文主要阐述的是智能高频开关电源的整流模块的设计。1系统总体结构介绍智能高频开关电源系统的总体结构主要由主监控单元、配电模块、交流配电单元、整流模块等组成,系统总体的结构图如图1所示。系统中的各个监控单元受主监控单元的管理和控制,通过通信线将各个监控单元采集的信息送给主监控统一管理。主监控显示直流系统各种信息,用户也可以触摸显示屏查询信息及操作,系统信息还可以接入到远程监控系统中。系统除了交流监控、直流监控、开关量监控等基础单位外,还配置了绝缘监测、降压装置、电池巡检等功能单元,以达到对直流系统进行全面监控的目的[2]。图1系统控制原理图工作时两路市电(交流经过交流切换装置输入一路交流,给各个整流模块供电。整流模块将输入三相交流电转换为直流电,给备用电源(蓄电池充电,同时也给合闸母线负载供电,另外合闸母线通过降压装置给控制母线供电。所以说本文设计的整流模块是将整流和充电两项功能结合于一体的一种新型的整流模块。2整流模块的设计整流模块是智能高频开关电源系统中的一个重要部分,关系到系统的直流电压输出和工作时电压输出的稳定状况[3]。本文的设计主要是对模块整流原理的改进和完善,利用无源PFC和DC/DC变换器的原理,使得改进后的模块能够有效完成整流作用。本文设计的整流模块的工作原理框图如图2所示,工作时,模块首先通过过防雷处理和滤波对输入的三相交流进行处理,这样才能保证模块后级电路的安全;经过处理后的三相交流经过整流和无源PFC后转换成高压直流时,这时转换的高压直流要经过DC/DC变换器再次转换成可变的直流电压输出;另外模块控制部分还有负责过压、过流以及短路保护等作用,这样才能保证输出电压的稳定,也同时能对模块各部件进行保护。模块还在远程监控中提供了四遥(遥控、遥调、遥测、遥信接口。图2整流模块的的工作原理图即功率因数校正(PowerFactorCorrection,PFC是指有效功率与总耗电量(视在功率之间的关系,也就是有效功率除以总耗电量(视在功率的比值[4]。无源PFC是指不使用晶体管等一些有源器件组成的校正电路,一般情况下由二极管、电阻、电容和电感等无源器材组成。本文的PFC主要是在整流桥堆和滤波电容之间加1个电感,具体原理如图3所示,利用电感上的电流不能突变的特性来平滑电容充电强脉冲的波动,改善电路中电流的畸变[5],并且利用电感上的电压超前于电流这一特性来补偿滤波电容电流超前电压的特性,使功率因数和电磁干扰都得以改善[6]。这种方式只是一种简单的补偿措施,只能做到抑制电流瞬时突变的目的,但电流畸变的校正及功率因数的补偿能力都很差[7]。DC/DC变换器将一个固定的直流电压变换为可变的直流电压,这种控制具有加速平稳、快速响应的性能,同时可以收到节约电能的效果。用直流斩波器代替变阻器可节约20%~30%的电能。直流斩波器不仅能起到调压作用,还能起到有效抑制电网侧谐波电流噪声的作用[8]。图3无源PFC原理图本文的DC/DC变换器采用双管正激式DC/DC变换器,它的原理如图4所示,变压器T1起隔离和变压的作用,在输出端要加一个电感器Lo(续流电感起能量的储存及传递作用,变压器初级无再有复位绕组,因为VD1,VD2的导通限制了两个调整管关断时所承受的电压。输出回路需有一个整流二极管VD3和一个续流二极管VD4(VD3,VD4最好均选用恢复时间快的整流管。输出滤波电容CO应选择低、大容量的电容,这样有利于降低纹波电压[9]。双管正激式DC/DC变换器的工作特点如下:(1在任何工作条件下,为使两个开关管所承受的电压不会超过UIN,Ud(UIN为输入电压;Ud为VD1,VD2的正向压降,VD1,VD2必须是快恢复管,其在实际设计和调试中恢复时间越短越好。(2与单端正激式DC/DC变换器相比,它无须复位电路,这有利于简化电路和变压器的设计;它的功率器件可选择较低的耐压值;它功率等级也会很大。(3两个开关管的工作状态一致,会同时处于通态或断态。所以使用在智能高频开关电源这样大功率等级电源中比较适合。图4双管正激式DC/DC变换器的电路图平滑滤波原理:整流电路将交流电变为脉动直流电,但其中含有大量的交流成分(称为纹波电压。为了获得平滑的直流电压,应在整流电路的后面加接滤波电路,以滤去交流部分。此时在桥式整流电路输出端与负载之间并联一个大电容,采用电容滤波后使二极管得到190现代电子技术2021年第34卷的时间缩短,由于电容CO充电的瞬时电流较大,形成了浪涌电流,容易损坏二极管,故在选择二极管时,必须留有足够的电流裕量,以免烧坏。3整流模块的功能介绍整流模块除了能将输入的交流(380V、50Hz变换成额定的直流输出(5A/230V之外,还具有保护功能和设置功能,现将模块的保护功能和设置功能介绍如下:3.1保护功能介绍(1输出过压保护。输出电压过高会对用电设备造成重大事故,为杜绝此类事故的发生,在模块内部设有过压保护电路,当出现过压后模块自动锁定,同时模块的故障指示灯亮,模块自动退出工作状态,从而不会影响到整个系统的正常运行。(2输出限流保护。因为每个整流模块的输出功率受到限制,输出的电流不能过大。因此,对每个模块的输出电流最大限制为额定输出电流的1.2倍,如果超出负载,模块自动调低输出电压以达到保护模块的功能。(3短路保护。整流模块的输出特性如图5所示,输出短路时模块在瞬间把输出电压拉低到零[10],限制短路电流在限流点之下,此时模块输出功率很小,以达到保护模块的目的,这样模块长期可以长期工作在短路状态而不至于损坏,同时当故障排除后模块可以自动恢复工作。图5整流模块输出特性(4模块并联保护。每个模块内部均有并联保护电路,可以保证模块发生故障时自动退出系统,从而不影响其他正常模块的工作[11]。模块并联输出示意图如图6所示。图6模块并联输出示意图(5过温保护。模块的过温保护主要是保护大功率变流器件,这些器件的结温和电流过载能力均有安全极限值,正常工作的情况下,系统设计留有足够余量,但在一些特殊条件下,如环境温度过高、风机停转灯情况下,模块检测散热器温度超过一定值时,就会自动关机保护,当温度降低到能够正常工作的温度值时模块才自动启动。(6过流保护。过流保护主要是保护大功率变流器件,在变流的每一个周期,如果通过的电流超过器件承受的电流,模块就会关闭功率器件,以达到保护功率器件的目的。3.2调节功能介绍(1电压调节功能。模块的电压调节主要是指输出电压的调节,在模块的输出端设有电压调节电位器,当模块和监控单元相连接时,输出电压也可以由监控系统设定,这时电位器调节无效。(2测量功能。模块的测量功能主要是测量模块的输出电压和电流以及模块的工作状态,并通过LCD显示,可以使用户直观方便的了解模块和系统的工作状态。(3遥控功能。遥控:控制模块的开/关机状态,以及备用电源(蓄电池的均/浮充状态;遥调:对输出电压和输出电流的调节控制;遥测:可以在模块工作时测量输出电流和输出电压的值;遥信:通过远程监控监测模块的工作状态。4结语本文主要对智能高频开关电源系统中的整流模块进行的设计与研究,利用无源PFC电路的原理,改善电路中电流的畸变,外加DC/DC变换器抑制电网侧谐波电流噪声,体现了智能高频开关电源系统中整流模块的优点,适用于铁路、矿山等变电场所。该系统虽然能够准确的进行交流变换,但是在对备用电源充电时的均匀性方面都比较弱,同时成本也比较高,同时在防雷滤波方面的改进也不是很完善,所以还要在这些方面进一步的改善和提高。参考文献[1]邱伟,侯振义.一种智能高频开关电源监控模块的设计[J].通信电源技术,2006(1:4244.[2]刘建国,彭岩磊.智能高频开关电源系统在变电站的应用[J].中州煤炭,2021(03:3334.[3]孟先磊,吕长志,谢雪松,等.DC/DC电源模块高温失效的原因[J].现代电子技术,2021,34(4:135138.[4]王吉校,钱希森,任开春.基于移相电抗器的三相无源PFC整流电路的Matlab仿真[J].电力电子,2007(11:6164.(下转第194页191第16期毕恩兴:智能高频开关电源系统中整流模块的功能设计低,记为VL:VL=Vg(M25-Vth(6Vg(M25=Vg(M26=2iuncox(W/LM26+Vth+iR2(7因为M26管的电流很小,宽长比很大,故:VLiR2(8SE为辅助振荡器切换信号,SEB为SE的反信号。当VDD低于1.9V时,SE为高电平,M17,M18都截止,不影响R,S触发器的翻转,辅助振荡器工作,开关S1断开,S2闭合;当VDD高于1.9V时,SE为低电平,辅助振荡器关断,开关S1闭合,S2断开,M17,M18都导通,R=1,S=0,AUXCLK被锁定为高电平,既减小了功耗,也避免了辅助振荡器关断之后R,S端出现不确定状态。4电路整体仿真结果与分析整体电路在0.5mCMOS工艺库(VthN=0.72V,VthP=-0.97V下仿真,仿真条件为VIN=0.8V,仿真结果如图4所示。图4两个振荡器的切换从图4可以看出,电路启动后,首先辅助振荡器V(auxclk起振,VDD逐渐升高,升高至1.4V时,主振荡器V(mainclk起振,但此时只有辅助振荡信号通过开关S2传到功率管的栅极,当VDD升高至1.9V时,辅助振荡器关掉,主振荡器信号通过开关S1传到功率管的栅极,VDD继续升高至设定的输出电压3.3V以后,由反馈电路控制主振荡器的开启与关断,来维持这一输出电压。5结语本文针对输入电源电压变化范围较大,设计了两种结构不同的振荡器,其在在不同电源电压范围内工作的频率较稳定,并利用电压检测模块进行合理的切换,解决了低输入电压下电路无法启动的问题,是一款适用于商业开发的DCDC升压型开关电源。参考文献[1]汪东旭,孙艺.一种频率稳定的改进型CMOS环形振荡器[J].微电子学,1999,29(5:6770.[2]胡二虎,汪东旭.一种频率稳定的集成CMOS环形振荡器[J].微电子学,2003,33(2:3235.[3]YUANBing,LAIXingquan,WANGHongyi,etal.ThedesignofastartcircuitforboostDCDCconverterwithlowsupplyvoltage[C]//ProceedingsofASICON20056thInternationalConferenceonASIC.Shanghai,China:ASICON2005:483487.[4]FORGHANIZADEHHP,RINCONMORAGA.CurrentsensingtechniquesforDCDCconverters[C]//Proceedingsof200245thMidwestSymposiumonCircuitsandSystems.[S.l.]:MWSCAS,2002,2:577580.[5]ALLENPE,HOLBERGDR.CMOSanalogcircuitdesign[M].2nded.[S.l.]:PublishingHouseofElectronicsIndustry,2002.[6]康华光,陈大钦.电子技术基础(模拟部分[M].4版.北京:高等教育出版社,2004.[7]何乐年,王忆.模拟集成电路设计与仿真[M].北京:科学出版社,2003.[8]邱关源.电路[M].4版.北京:高等教育出版社,2005.[9]毕查德拉扎维.模拟CMOS集成电路设计[M].西安:西安交通大学出版社,2002.作者简介:张海瑞男,1984年出生,硕士研究生。主要研究方向为模拟集成电路设计。张涛男,1967年出生,博士,教授。主要研究方向为数/模混合集成电路设计及信号处理。(上接第191页[5]杨庆江,刘晓红.提高无源逐流电路功率因素的一种方法[J].现代电子技术,2021,34(1:200203.[6]师洪涛,王金梅,赵秀芬.基于三相双开关PFC电路的高功率因数软开关电源[J].电测与仪表,2021(1:5963.[7]陈凯,龚春英.高输入输出变比DC/DC变换器研究[J].电力电子技术,2021(1:2933.[8]LiuYuxin,LiuShibin,LiYanming,etal.HighlyintegratedsoftstartcircuitforDCDCswitchingconverters[J].JournalofHuazhongUniversityofScienceandTechnology,2006(1:108111.[9]孔英秀.功率因素对供配电系统电能质量的影响[J].现代电子技术,2021,34(2:208211.[10]肖永涛,朱理.三相电流型镇流器空间矢量调制仿真研究[J].现代电子技术,2021,33(24:200203.[11]牧仁.交流通路中理想直流电压源的短路处理[J].现代电子技术,2021,33(24:203205.作者简介:毕恩兴男,1963年出生,陕西镇巴人,副教授,电子教研室主任。主要研究方向是电子技术和制冷技术。194现代电子技术2021年第34卷开关电源功率变压器的设计方法1开关电源功率变压器的特性

功率变压器是开关电源中非常重要的部件，它和普通电源变压器一样也是通过磁耦合来传输能量的。不过在这种功率变压器中实现磁耦合的磁路不是普通变压器中的硅钢片，而是在高频情况下工作的磁导率较高的铁氧体磁心或铍莫合金等磁性材料，其目的是为了获得较大的励磁电感、减小磁路中的功率损耗，使之能以最小的损耗和相位失真传输具有宽频带的脉冲能量。

图1（a）为加在脉冲变压器输入端的矩形脉冲波，图1（b）为输出端得到的输出波形，可以看出脉冲变压器带来的波形失真主要有以下几个方面：图1脉冲变压器输入、输出波形（a）输入波形（b）输出波形（1）上升沿和下降沿变得倾斜，即存在上升时间和下降时间；（2）上升过程的末了时刻，有上冲，甚至出现振荡现象；（3）下降过程的末了时刻，有下冲，也可能出现振荡波形；（4）平顶部分是逐渐降落的。这些失真反映了实际脉冲变压器和理想变压器的差别，考虑到各种因素对波形的影响，可以得到如图2所示的脉冲变压器等效电路。图中：Rsi——信号源Ui的内阻Rp——一次绕组的电阻Rm——磁心损耗（对铁氧体磁心，可以忽略）T——理想变压器Rso——二次绕组的电阻RL——负载电阻C1、C2——一次和二次绕组的等效分布电容Lin、Lis——一次和二次绕组的漏感Lm1——一次绕组电感，也叫励磁电感n——理想变压器的匝数比，n=N1/N2图2脉冲变压器的等效电路

将图2所示电路的二次回路折合到一次，做近似处理，合并某些参数，可得图3所示电路，漏感Li包括Lin和Lis，总分布电容C包括C1和C2；总电阻RS包括Rsi、RP和Rso；Lm1是励磁电感，和前述的Lm1相同；RL′是RL等效到一次侧的阻值，RL′=RL/n2,折合后的输出电压U′o=Uo/n。

经过这样处理后，等效电路中只有5个元件，但在脉冲作用的各段时间内，每个元件并不都是同时起主要作用，我们知道任何一个脉冲波形可以分解成基波与许多谐波的叠加。脉冲的上升沿和下降沿包含着各种高频分量，而脉冲的平顶部分包含着各种低频分量。因此在上升、下降和平顶过程中，各元件（L、C等）表现出来的阻抗也不一样，因此我们把这一过程分成几个阶段来分析，分别找出各阶段起主要作用的元件，而忽略次要的因素。例如，当输入信号为矩形脉冲时，可以分3个阶段来分析，即上升阶段、平顶阶段和下降阶段。（1）上升阶段对于通常的正脉冲而言，上升阶段即脉冲前沿，信号中包含丰富的高频成分，当高频分量通过脉冲变压器时，在图3所示的等效电路中，C的容抗1/ωC很小，而Lm1的感抗ωLm1很大，相比起来，可将Lm1的作用忽略，而在串联的支路中，Li的作用即较为显著。于是可以把图3所示的等效电路简化成图4所示的等效电路。

图3图2的等效电路

图4图3的简化电路在这个电路中，频率越高，ωLi越大，而1/ωC越小，因而高频信号大多降在Li上，输出的高频分量就减少了，可见输入信号Usm前沿中所包含的高频分量就不能完全传输到输出端，频率越高的成分到达输出端越小，结果在输出端得到的波形前沿就和输入波形不同，即产生了失真。要想减小这种波形失真，就要尽量减小分布电容C（应减小变压器一次绕组的匝数）。但又要得到一定的绕组电感量，所以需要用高磁导率的磁心。在绕制上也可以采取一些措施来减小分布电容，例如用分段绕法；为了减小漏感L1，可采用一、二次绕组交叠绕法等。（2）平顶阶段脉冲的平顶包含着各种低频分量。在低频情况下，并联在输出端的3个元件中，电容C的容抗1/ωC很大，因此电容C可以忽略。同时在串联支路中，Li的感抗ωLi很小，也可以略去。所以又可以把图3电路简化为图5所示的低频等效电路。信号源也可以等效成电动势为Usm的直流电源。这里可用下述公式表达U′o=(UsmRL′)e－T/τ/(Rs＋RL′)τ=Lm1(Rs＋RL′)RsRL′可见U′o为一下降的指数波形，其下降速度决定于时间常数τ,τ越大，下降越慢，即波形失真越小。为此，应尽量加大Lm1，而减小Rs和RL′,但这是有限的。如果Lm1太大，必然使绕组的匝数很多，这将导致绕组分布电容加大，致使脉冲上升沿变坏。

图5图3的低频等效电路

图6脉冲下降阶段的等效电路（3）下降阶段

下降阶段的信号源相当于直流电源Usm串联的开关S由闭合到断开的阶段，它与上升阶段虽然是相对的过程，但有两个不同；一是电感Lm1中有励磁电流，并开始释放，因此Lm1不能略去；二是开关S断开后，Rs便不起作用，由此得出下降阶段的等效电路，见图6。

一般来说，在脉冲变压器平顶阶段以后，Lm1中存储了比较大的磁能，因此在开关断开后，会出现剧烈的振荡，并产生很大的下冲。为了消除下冲往往采用阻尼措施。2功率变压器的参数及公式2.1变压器的基本参数在磁路中，磁通集中的程度，称为磁通密度或磁感应强度，用B表示，单位是特斯拉（T），通常仍用高斯（GS）单位，1T=104GS。另一方面，产生磁通的磁力称为磁场强度，用符号H表示，单位是A/mH=0.4πNI/li式中：N——绕组匝数I——电流强度li——磁路长度磁性材料的磁滞回线表示磁性材料被完全磁化和完全去磁化这一过程的磁特性变化。图7为一典型的磁化曲线。由坐标0点到a点这段曲线称起始磁化曲线。曲线中的一些关键点是十分重要的，BS：饱和磁通密度，Br：剩磁，HC：矫顽磁力。当Br越接近于BS值时，磁滞曲线的形状越接近于矩形，见图8（a），同时矫顽磁力HC越大时，磁滞曲线越宽，这表明这种磁性材料的磁化特性越硬，表明这种材料为硬磁性材料。当Br和BS相差越大，矫顽磁力HC越小时，即磁滞曲线越瘦，表明这种材料为软磁性材料，脉冲变压器的磁心材料应选用软磁性材料，见图8（b）。

图7不带气隙的磁滞回线

图8硬/软磁性材料和磁滞回线

（a）硬磁材料(b)软磁材料

如果在磁心中开一个气隙，将建立起一个有气隙的磁路，它会改变磁路的有效长度。因为空气隙的磁导率为1，所以有效磁路长度le为le=li＋μilg式中：li——磁性材料中的磁路长度lg——空气隙的磁路长度μi——磁性材料的磁导率对一个给定安匝数，有空气隙磁心的磁通密度要比没有空气隙的磁通密度小。2.2设计变压器的基本公式为了确保变压器在磁化曲线的线性区工作，可用下式计算最大磁通密度（单位：T）Bm=(Up×104)/KfNpSc式中：Up——变压器一次绕组上所加电压（V）f——脉冲变压器工作频率（Hz)Np——变压器一次绕组匝数（匝）Sc——磁心有效截面积（cm2）K——系数，对正弦波为4.44,对矩形波为4.0一般情况下，开关电源变压器的Bm值应选在比饱和磁通密度Bs低一些。变压器输出功率可由下式计算（单位：W）Po=1.16BmfjScSo×10－5式中：j——导线电流密度（A/mm2）Sc——磁心的有效截面积（cm2)So——磁心的窗口面积（cm2）3对功率变压器的要求（1）漏感要小

图9是双极性电路（半桥、全桥及推挽等）典型的电压、电流波形，变压器漏感储能引起的电压尖峰是功率开关管损坏的原因之一。图9双极性功率变换器波形

功率开关管关断时电压尖峰的大小和集电极电路配置、电路关断条件以及漏感大小等因素有关，仅就变压器而言，减小漏感是十分重要的。（2）避免瞬态饱和

一般工频电源变压器的工作磁通密度设计在B－H曲线接近拐点处，因而在通电瞬间由于变压器磁心的严重饱和而产生极大的浪涌电流。它衰减得很快，持续时间一般只有几个周期。对于脉冲变压器而言如果工作磁通密度选择较大，在通电瞬间就会发生磁饱和。由于脉冲变压器和功率开关管直接相连并加有较高的电压，脉冲变压器的饱和，即使是很短的几个周期，也会导致功率开关管的损坏，这是不允许的。所以一般在控制电路中都有软启动电路来解决这个问题。（3）要考虑温度影响

开关电源的工作频率较高，要求磁心材料在工作频率下的功率损耗应尽可能小，随着工作温度的升高，饱和磁通密度的降低应尽量小。在设计和选用磁心材料时，除了关心其饱和磁通密度、损耗等常规参数外，还要特别注意它的温度特性。一般应按实际的工作温度来选择磁通密度的大小，一般铁氧体磁心的Bm值易受温度影响，按开关电源工作环境温度为40℃考虑，磁心温度可达60～80℃，一般选择Bm=0.2～0.4T，即2000～4000GS。（4）合理进行结构设计从结构上看，有下列几个因素应当给予考虑：漏磁要小，减小绕组的漏感；便于绕制，引出线及变压器安装要方便，以利于生产和维护；便于散热。4磁心材料的选择软磁铁氧体，由于具有价格低、适应性能和高频性能好等特点，而被广泛应用于开关电源中。软磁铁氧体，常用的分为锰锌铁氧体和镍锌铁氧体两大系列，锰锌铁氧体的组成部分是Fe2O3，MnCO3，ZnO，它主要应用在1MHz以下的各类滤波器、电感器、变压器等，用途广泛。而镍锌铁氧体的组成部分是Fe2O3，NiO，ZnO等，主要用于1MHz以上的各种调感绕组、抗干扰磁珠、共用天线匹配器等。在开关电源中应用最为广泛的是锰锌铁氧体磁心，而且视其用途不同，材料选择也不相同。用于电源输入滤波器部分的磁心多为高导磁率磁心，其材料牌号多为R4K～R10K，即相对磁导率为4000～10000左右的铁氧体磁心，而用于主变压器、输出滤波器等多为高饱和磁通密度的磁性材料，其Bs为0.5T（即5000GS）左右。开关电源用铁氧体磁性材应满足以下要求：（1）具有较高的饱和磁通密度Bs和较低的剩余磁通密度Br磁通密度Bs的高低，对于变压器和绕制结果有一定影响。从理论上讲，Bs高，变压器的绕组匝数可以减小，铜损也随之减小。在实际应用中，开关电源高频变换器的电路形式很多，对于变压器而言，其工作形式可分为两大类：1）双极性。电路为半桥、全桥、推挽等。变压器一次绕组里正负半周励磁电流大小相等，方向相反，因此对于变压器磁心里的磁通变化，也是对称的上下移动，B的最大变化范围为△B=2Bm，磁心中的直流分量基本抵消。2）单极性。电路为单端正激、单端反激等，变压器一次绕组在1个周期内加上1个单向的方波脉冲电压（单端反激式如此）。变压器磁心单向励磁，磁通密度在最大值Bm到剩余磁通密度Br之间变化，见图7，这时的△B=Bm－Br，若减小Br，增大饱和磁通密度Bs，可以提高△B，降低匝数，减小铜耗。（2）在高频下具有较低的功率损耗

铁氧体的功率损耗，不仅影响电源输出效率，同时会导致磁心发热，波形畸变等不良后果。

变压器的发热问题，在实际应用中极为普遍，它主要是由变压器的铜损和磁心损耗引起的。如果在设计变压器时，Bm选择过低，绕组匝数过多，就会导致绕组发热，并同时向磁心传输热量，使磁心发热。反之，若磁心发热为主体，也会导致绕组发热。

选择铁氧体材料时，要求功率损耗随温度的变化呈负温度系数关系。这是因为，假如磁心损耗为发热主体，使变压器温度上升，而温度上升又导致磁心损耗进一步增大，从而形成恶性循环，最终将使功率管和变压器及其他一些元件烧毁。因此国内外在研制功率铁氧体时，必须解决磁性材料本身功率损耗负温度系数问题，这也是电源用磁性材料的一个显著特点，日本TDK公司的PC40及国产的R2KB等材料均能满足这一要求。（3）适中的磁导率相对磁导率究竟选取多少合适呢？这要根据实际线路的开关频率来决定，一般相对磁导率为2000的材料，其适用频率在300kHz以下，有时也可以高些，但最高不能高于500kHz。对于高于这一频段的材料，应选择磁导率偏低一点的磁性材料，一般为1300左右。（4）较高的居里温度居里温度是表示磁性材料失去磁特性的温度，一般材料的居里温度在200℃以上，但是变压器的实际工作温度不应高于80℃，这是因为在100℃以上时，其饱和磁通密度Bs已跌至常温时的70％。因此过高的工作温度会使磁心的饱和磁通密度跌落的更严重。再者，当高于100℃时，其功耗已经呈正温度系数，会导致恶性循环。对于R2KB2材料，其允许功耗对应的温度已经达到110℃，居里温度高达240℃，满足高温使用要求。5开关电源功率变压器的设计方法5.1双极性开关电源变压器的计算设计前应确定下列基本条件：电路形式,开关工作频率,变压器输入电压幅值,开关功率管最大导通时间,变压器输出电压电流,输出侧整流电路形式，对漏感及分布电容的要求，工作环境条件等。（1）确定磁心尺寸1）求变压器计算功率PtPt的大小取决于变压器输出功率及输出侧整流电路形式：全桥电路，桥式整流：Pt=(1＋1/n)Po半桥电路，双半波整流：Pt=(1/n＋)Po推挽电路，双半波整流：Pt=(/n＋)Po式中：Po=UoIo，直流输出功率。Pt可在（2～2.8）Po范围内变化，Po及Pt均以瓦（W）为单位。n=N1/N2,变压匝数比。2）确定磁通密度BmBm与磁心的材料、结构形式及工作频率等因素有关，又要考虑温升及磁心不饱和等要求。对于铁氧体磁心多采用0.3T（特斯拉）左右。3）计算磁心面积乘积SpSp等于磁心截面积Sc（cm2）及窗口截面积So（cm2）的乘积，即Sp=ScSo=[(Pt×104)/4BmfKwKj]1.16(cm4)式中：Kw——窗口占空系数，与导线粗细、绕制工艺及漏感和分布电容的要求等有关。一般低压电源变压器取Kw=0.2～0.4。Kj——电流密度系数，与铁心形式、温升要求等有关。对于常用的E型磁心，当温升要求为25℃时，Kj=366；要求50℃时，Kj=534。环型磁心，当温升要求为25℃时，Kj=250;要求50℃时，Kj=365。由Sp值选择适用于或接近于Sp的磁性材料、结构形式和磁心规格。（2）计算绕组匝数1）一次绕组匝数：N1=(Up1ton×10－2)/2BmSc(匝)式中：Up1——一次绕组输入电压幅值（V）ton——一次绕组输入电压脉冲宽度（μs）2）二次绕组匝数：N2=(Up2N1）/Up1（匝）……Ni=(UpiN1）/Up1(匝)式中：Up2…Upi——二次绕组输出电压幅值（V）（3）选择绕组导线导线截面积Smi=Ii/j(mm2)式中：Ii——各绕组电流有效值（A）j——电流密度j=KjSp－0.14×10－2(A/mm2)（4）损耗计算1）绕组铜损Pmi=Ii2Rai(W)式中：Rai——各绕组交流电阻（Ω），Ra=KrRd，Rd——导线直流电阻，Kr——趋表系数,Kr=(D/2)2/(D－△)·△,D——圆导线直径（mm），△——穿透深度（mm），圆铜导线△=66.1/f0.5（f：电流频率，Hz）变压器为多绕组时，总铜损为Pm=Ii2Rai(W)2）磁心损耗Pc=PcoGc式中：Pco——在工作频率及工作磁通密度情况下单位质量的磁心损耗（W/kg）Gc——磁心质量（kg）3）变压器总损耗Pz=Pm＋Pc（W）（5）温升计算变压器由于损耗转变成热量，使变压器温度上升，其温升数值与变压器表面积ST有关ST=式中：Sp——磁心面积乘积（cm4）KS——表面积系数，E型磁心KS=41.3，环型磁心KS=50.95.2单极性开关电源变压器的计算设计前应确定下列基本条件：电路形式，工作频率，变换器输入最高和最低电压，输出电压电流，开关管最大导通时间，对漏感及分布电容的要求，工作环境条件等。（1）单端反激式计算1）变压器输入输出电压一次绕组输入电压幅值UP1=Ui－△U1式中：Ui——变换器输入直流电压（V）△U1——开关管及线路压降（V）二次绕组输出电压幅值UP2=U02＋△U2……UPi=U0i＋△Ui式中：U02…U0i——直流输出电压（V）△U2…△Ui——整流管及线路压降（V）2）一次绕组电感临界值(H)式中：n——变压器匝数比n=tonUp1/toffUp2ton——额定输入电压时开关管导通时间（μs）toff——开关管截止时间（μs）T——开关电源工作周期（μs），T=1/f，f：工作频率（Hz）Po——变压器输出直流功率（W）通常要求一次绕组实际电感Lp1≥Lmin3)确定工作磁通密度单端反激式变压器工作在单向脉冲状态，一般取饱和磁通密度值（Bs）的一半，即脉冲磁通密度增量△Bm=BS/2(T)4）计算磁心面积乘积Sp=392Lp1Ip1D12/△Bm(cm4)式中：Ip1——一次绕组峰值电流Ip1=2Po/Up1minDmax(A)式中：Up1min——变压器输入最低电压幅值（V）Dmax——最大占空比，Dmax=tonmax/TD1——一次绕组导线直径（mm），由一次绕组电流有效值I1确定，单向脉冲时I1=Ip1（ton/T）0.55）空气隙长度lg=0.4πLp1Ip12/△Bm2SC(cm)6）绕组匝数计算一次绕组，有气隙时N1=△Bmlg×104/0.4πIp1(匝)无气隙时(匝)式中：LC——磁心磁路长度（cm）μe——磁心有效磁导率，由工作的磁通密度和直流磁场强度及磁性材料决定，查阅磁心规格得出。二次绕组N2=[Up2(1－Dmax)/Up1minDmax]N1……Ni=[Upi(1－Dmax)/UpiminDmax]N1（2）单端正激式计算单端正激式电路工作的特点是一、二次绕组同时工作，另加去磁绕组，因此计算方法与双极性电路类似。1）二次绕组峰值电流等于直流输出电流，即IP2=I022）二次绕组电压幅值开关电源功率变压器的设计方法Up2=(Uo2＋△U2)/D(V)式中：Uo2——输出直流电压（V）△U2——整流管及线路压降（V）D——额定工作状态时的占空比D=ton/T3）变压器输出功率P2=(DUp2Ip2)(W)式中：Up2——变压器输出电压幅值（V）Ip2——二次绕组峰值电流（A）4）确定磁心体积Ve=(12.5βP2×103)/f(cm3)式中：β——计算系数，工作频率f=30～50kHz时，β=0.3由Ve值选择接近尺寸的磁心。5）一次绕组匝数N1=(Up1ton×10－2)/f(匝)式中：Up1——变压器输入额定电压幅值（V）6）二次绕组匝数N2=(Up2/Up1)N1……Ni=UpiN1/Up17）去磁绕组匝数NH=N18）绕组电流有效值二次侧：I2=Ip2一次侧：I1=Up2I2/Up1去磁：IH=(5～10)％I1＊＊＊上述仅是常规计算方法，由于所选用材料及工艺的不同，有些数据应做相应的调整。还应做漏感、分布电容、温升及窗口校核等计算，这些计算较繁琐，经验性较强，必要时请阅专著。作者简介张乃国

男

1937年生,清华大学副教授。于1959年（22岁）编著《小型变压器的设计与制作》一书，受到读者欢迎，两次重印，1965年出修订本。1988年又主编出版《小功率电源变压器》一书，选作电工电子技术人员培训及晋升职称参考用书。曾发表多篇有关电子变压器的论文。现任本杂志执行主编（来信请寄本刊编辑部）。

收稿日期：1999.8.6

定稿日期：1999.11.20网上服务如对本文有什么意见或建议，请发电子邮件：sunlane@pub.xaonline开关电源的EMC设计开关电源因体积小、功率因数较大等优点,在通信、控制、计算机等领域应用广泛。但由于会产生电磁干扰,其进一步的应用受到一定程度上的限制。本文将分析开关电源电磁干扰的各种产生机理,并在其基础之上,提出开关电源的电磁兼容设计方法。开关电源的结构如图1所示。首先将工频交流整流为直流,再逆变为高频,最后再经整流滤波电路输出,得到稳定的直流电压。电路设计及布局不合理、机械振动、接地不良等都会形成内部电磁干扰。同时,变压器的漏感和输出二极管的反向恢复电流造成的尖峰,也是潜在的强干扰源。图1AC/DC开关电源基本框图1●开关电路开关电路主要由开关管和高频变压器组成。开关管及其散热片与外壳和电源内部的引线间存在分布电容,它产生的du/dt具有较大幅度的脉冲,频带较宽且谐波丰富。开关管负载为高频变压器初级线圈,是感性负载。当原来导通的开关管关断时,高频变压器的漏感产生了反电势E=-Ldi/dt,其值与集电极的电流变化率成正比,与漏感成正比,迭加在关断电压上,形成关断电压尖峰,从而形成传导干扰。●整流电路的整流二极管输出整流二极管截止时有一个反向电流,其恢复到零点的时间与结电容等因素有关。它会在变压器漏感和其他分布参数的影响下产生很大的电流变化di/dt,产生较强的高频干扰,频率可达几十兆赫兹。●杂散参数由于工作在较高频率,开关电源中的低频元器件特性会发生变化,由此产生噪声。在高频时,杂散参数对耦合通道的特性影响很大,而分布电容成为电磁干扰的通道。2外部干扰源可以分为电源干扰和雷电干扰,而电源干扰以“共模”和“差模”方式存在。同时,由于交流电网直接连到整流桥和滤波电路上,在半个周期内,只有输入电压的峰值时间才有输入电流,导致电源的输入功率因数很低(大约为0.6。而且,该电流含有大量电流谐波分量,会对电网产生谐波“污染”。EMC产生电磁干扰有3个必要条件:干扰源、传输介质、敏感设备,EMC设计的目的就是破坏这3个条件中的一个。针对于此,主要采取的方法有:电路措施、EMI滤波、屏蔽、印制电路板抗干扰设计等。1软开关是在硬开关基础上发展起来的一种基于谐振技术或利用控制技术实现的在零电压/电流状态下的先进开关技术。软开关的实现方法是:在原电路中增加小电感、电容等谐振元件,在开关过程前后引入谐振,消除电压、电流的重叠。图2给出了一种使用软开关技术的基本开关单元。图2降压斩波器中的基本开关单元2在开关控制电源的输入部分加入缓冲电路(见图3,其由线性阻抗稳定网络组成,用于消除电力线干扰、电快速瞬变、电涌、电压高低变化和电力线谐波等潜在的干扰。缓冲电路器件参数为D1为MUR460,R1=500Ω,C=6nF,L=36mH,R=150Ω。图3缓冲电路3EMI在开关电源输入和输出电路中加装EMI滤波器,是抑制传导发射的一个很有效方法。其参数主要有:放电电阻、插入损耗、Cx电容、Cy电容和电感值。其中,插入损耗是滤波器性能的一个关键参数。在考虑机械性能、环境、成本等前提下,应该尽量使插入损耗大一些。用共模、差模干扰的测量结果与标准限值,加上适当的裕量可得到滤波器的插入损耗IL。ILCM(dB=Vcm(dB-Vlimt(dB-3(dB+M(dB(1ILDM(dB=VDM(dB-Vlimt(dB-3(dB+M(dB(2式中,3dB表示在分离共模、差模传导干扰的测试过程中测试结果比实际值大3dB;M(dB表示设计裕量,一般取6dB;Vlimit(dB为相关标准如CISPR,FCC等规定的传导干扰限值。图4是220V/50Hz交流输入的开关电源交流侧EMI滤波器的电路。Cy=3300pF,L1、L2=0.7mH,它们构成共模滤波电路,抑制0.5~30MHz的共模干扰信号。Cx=0.1μF,L3、L4=200~500μH,采用金属粉压磁芯,与L1/L2、Cx构成L-N端口间低通滤波器,用于抑制电源线上存在的0.15~0.5MHz差模干扰信号。R用于消除可能在滤波器中出现的静电积累。图4开关电源交流侧EMI滤波器电路图5是开关电源的直流输出侧滤波电路,它由共模扼流圈L1、L2,扼流圈L3和电容C1、C2组成。为了防止磁芯在较大的磁场强度下饱和而使扼流圈失去作用,磁芯必须采用高频特性好且饱和磁场强度大的恒μ磁芯。图5支流侧滤波电路4开关电源干扰频谱集中在30MHz以下的频段,直径r<λ/2π,主要是近场性质的电磁场,且属低阻抗场。可用导电良好的材料对电场屏蔽,而用导磁率高的材料对磁场屏蔽。此外,还要对变压器、电感器、功率器件等采取有效的屏蔽措施。屏蔽外壳上的通风孔最好为圆形,在满足通风的条件下,孔的数量可以多,每个孔的尺寸要尽可能小。接缝处要焊接,以保证电磁的连续性。屏蔽外壳的引入、引出线处要采取滤波措施。对于电场屏蔽,屏蔽外壳一定要接地。对于磁场屏蔽,屏蔽外壳不需接地。5PCB敏感线路主要是指控制电路和直接与干扰测量设备相连的线路。要降低干扰水平,最简单的方法就是增大干扰源与敏感线路的间距。但由于受电源尺寸的限制,单纯的增大间距并非解决问题的最佳途径,更为合理的方法是根据干扰电场的分布情况将敏感线路放在干扰较弱的地方。PCB抗干扰布局设计流程如图6所示。图6PCB抗干扰布局设计流程开关电源控制环路如何设计发布时间：2021-4-1111:01:22

访问：1951.绪论在开关模式的功率转换器中，功率开关的导通时间是根据输入和输出电压来调节的。因而，功率转换器是一种反映输入与输出的变化而使其导通时间被调制的独立控制系统。由于理论近似，控制环的设计往往陷入复杂的方程式中，使开关电源的控制设计面临挑战并且常常走入误区。下面几页将展示控制环的简单化近似分析，首先大体了解开关电源系统中影响性能的各种参数。给出一个实际的开关电源作为演示以表明哪些器件与设计控制环的特性有关。测试结果和测量方法也包含在其中。2.基本控制环概念2.1传输函数和博得图系统的传输函数定义为输出除以输入。它由增益和相位因素组成并可以在博得图上分别用图形表示。整个系统的闭环增益是环路里各个部分增益的乘积。在博得图中，增益用对数图表示。因为两个数的乘积的对数等于他们各自对数的和，他们的增益可以画成图相加。系统的相位是整个环路相移之和。2.2极点数学上，在传输方程式中，当分母为零时会产生一个极点。在图形上，当增益以20dB每十倍频的斜率开始递减时，在博得图上会产生一个极点。图1举例说明一个低通滤波器通常在系统中产生一个极点。其传输函数和博得图也一并给出。

2.3零点零点是频域范围内的传输函数当分子等于零时产生的。在博得图中，零点发生在增益以20dB每十倍频的斜率开始递增的点，并伴随有90度的相位超前。图2描述一个由高通滤波器电路引起的零点。存在第二种零点，即右半平面零点，它引起相位滞后而非超前。伴随着增益递增，右半平面零点引起90度的相位滞后。右半平面零点经常出现于BOOST和BUCK-BOOST转换器中，所以，在设计反馈补偿电路的时候要非常警惕，以使系统的穿越频率大大低于右半平面零点的频率。右半平面零点的博得图见图3。

3.0开关电源的理想增益相位图

设计任何控制系统首先必须清楚地定义出目标。通常，这个目标是建立一个简单的博得图以达到最好的系统动态响应，最紧密的线性和负载调节率和最好的稳定性。理想的闭环博得图应该包含三个特性：足够的相位裕量，宽的带宽，和高增益。高的相位裕量能阻尼振荡并缩短瞬态调节时间。宽的带宽允许电源系统快速响应线性和负载的突变。高的增益保证良好的线性和负载调节率。

3.1相位裕量参看图4，相位裕量是在穿越频率处相位高于0度的数量。这不同于大多数控制系统教科书里提出的从-180度开始测量相位裕量。其中包括DC负反馈所提供的180度初始相移。在实际测量中，这180度相移在DC处被补偿并允许相位裕量从0度开始测量。根据奈奎斯特稳定性判据，当系统的相位裕量大于0度时，此系统是稳定的。然而，有一个边界稳定区域存在，此处(指边界稳定区，译注)，系统由于瞬态响应引起振荡到经过一个长的调节时间最终稳定下来。如果相位裕量小于45度，则系统在边界稳定。当相位裕量超过45度时，能提供最好的动态响应，短的调节时间和最少过冲。

3.2增益带宽增益带宽是指单位增益时的频率，见图4，增益带宽就是穿越频率Fcs。最大穿越频率的主要限制因素是电源的开关频率。根据采样定理，如果采样频率小于2倍信号频率(更严谨一点的说法是应该小于2倍最大信号频率，译注)，则被采样的信息就不能被完全读取。在开关电源中，开关频率可以从输出纹波中看得出来，它是错误的信息，并且必须不被控制环路所传递。因此，系统的穿越频率必须小于开关频率的一半，否则，开关噪声和纹波会扭曲输出电压中想要得到的信息，并导致系统不稳定。3.3增益高的系统增益对于保证好的线性和负载调节率提供重要贡献。它能够使PWM比较器在响应输入输出电压的变化时精确地改变电源开关的占空比，通常，需要在决定高增益和低相位裕量之间做出权衡。4.实际设计分析举例用经典环路控制分析方法，开关调整器的控制环分为四个主要部分：输出滤波器，PWM电路，误差放大器补偿和反馈。图5用方块图举例说明这四部分，图6举例说明一个开关电源电路图。首先，输出电压被反馈网络降压，然后把这个反馈电压送入误差放大器，使之与基准电压相比较而产生一个误差电压信号。脉宽调制部分拾取这个误差电压并且把它与功率变压器的电流相比较并转化为合适的占空比去控制输出部分功率脉冲调制的数量。输出滤波器部分使来自于功率变压器的斩波电压或电流平滑，使反馈控制环完善。下面确定每一部分的增益和相位，并把他们联合起来形成系统的传输函数和系统的增益相位点。4.1反馈网络H(s)反馈网络把输出电压降到误差放大器参考电压的水平，其传输式按简单的电阻分压式得到：4.2输出滤波部分G1(S)在电流模式控制系统中，输出电流被调节以达到目标的输出电压。输出滤波部分把脉动的输出电流转换为目标输出电压。小信号分析得到：输出电容的ESR和反馈网络的电阻(R1+R2=RFB)反映出输出滤波器传输函数的特性。图7的电路分析给出ESR和RSENSE的影响。

传输函数G1(S)给出RFB的初始低频增益。这个增益在fPOLE=1/2*π*(RFB+ESR)*C处开始滚降，并在fZERO=1/2*π*ESR*C变为水平。G1(S)的博得图见图8。4.3PWM电路部分G2(S)

光耦电路把误差放大网路产生的误差信号传输到主边。AS3842PWM电路把这个误差电压与通过主边功率变压器的电流进行比较。然后功率场效应管的占空比被调制，以提供足够的电流到副边来维持想要的输出。光耦的小信号传输函数是与光耦的电流传输比成比例的固定增益。R5(原文误为R6，式5一并改为R5，译注)是与光耦的二极管串联的限流电阻，并且是AS3842误差放大器的输出阻抗(此句应该理解为R5是这个AS3842开关电源电路中，误差放大器部分的输出阻抗，译注)。这一点在应用文档“SecondaryerroramplifierwiththeAS431”中有深入的阐述。从误差放大器的输出到AS3842的COM脚的传输函数是：

VCATHODE是AS431的阴极电压，也就是误差补偿放大器的输出电压。CTR是光耦的电流传输比。R5(原文为R6，译注)是与光耦的二极管串联的限流电阻。RCOMP是AS3842的COMP脚当其试图拉电流超过它的最大输出电流时的输出阻抗。当误差信号传递到补偿脚以后，将其与电流检测信号比较。图9表示一个电流检测比较器和开关部分的简单框图：

在闭环系统中，VCOMP与ISENSE维持同样的电平。因此，IPRIMARY被VCOMP有效的调节：从ISECONDARY以后(见图9)，副边电流或者说输出电流与主边电流成比例，把等式(4)重新排列表示出副边电流与VCOMP之间的关系。结合等式(3)和(6)得到PWM部分的传输函数：传输函数G2(s)仅包含增益没有相移。4.4误差放大器补偿网络G3(S)一旦输出滤波器和PWM电路部分的传输函数确定下来，然后可以设定误差放大器补偿网络以取得最优化的系统性能。图10例举出一个在低频时提供高的频率滚降和高增益的补偿方案。这个补偿方案有一些很好的特性适合于误差放大器的补偿，它有很高的直流增益和易控的滚降。4.5整个系统因为这是一个线性系统，可以用叠加的方法得到整个系统的传输函数。通过把整个环路各部分的增益和相位叠加起来，产生整个系统的博得图。通过放置补偿网络的极点和零点使系统的性能最优化。图11把各部分的博得图结合起来，负反馈系统的180度相移也加入进来了。

5.测量结果构造一个150W的电流模式正激转换器，经过修正的小信号环路特性显示出它在系统瞬态响应时所起的作用。图13(原文误为图12，译注)给出它的增益-相位图。与图11所展示的一样，获得了相同的博得图曲线。此增益相位图显示这个系统有86.7度的相位裕量。意味着稳定的系统有快速的瞬态响应。图15(原文误为图13，译注)给出系统的瞬态响应。为了展示相位裕量的作用，通过增加整个系统的增益和提高穿越频率，系统的相位裕量会减少。穿越频率提高时系统的相位裕量在减少。图12(原文误为图14，译注)给出更高的穿越频率和更少的相位裕量(65度)时的系统博得图。其瞬态响应见图14(原文误为图15，译注)，注意更少的相位裕量导致更大的振荡和更长的调节时间。表1比较了这两个不同增益大小的系统之间线性和负载调节率的变化。正如前面所述，高的环路增益得到更紧密的线性和负载调节率。还应该注意需在高的相位裕量和较低的环路增益之间取得平衡。6.测量方法为了保证准确的结果，测试信号接入节点的阻抗必须大于它的输出阻抗。在图6的测试电路中，误差放大器在副边，PWM电路在主边。测试信号在光耦的输出和AS3842的VCOMP输入之前接入。输入阻抗是从VCOMP脚看入时的阻抗，输出阻抗是光耦的输出阻抗。在其他误差放大器和PWM电路没有隔离的应用中，测试信号可以在输出滤波电容之后接入，使其与误差放大器的输入相串联。开关电源功率变压器的设计方法1开关电源功率变压器的特性

功率变压器是开关电源中非常重要的部件，它和普通电源变压器一样也是通过磁耦合来传输能量的。不过在这种功率变压器中实现磁耦合的磁路不是普通变压器中的硅钢片，而是在高频情况下工作的磁导率较高的铁氧体磁心或铍莫合金等磁性材料，其目的是为了获得较大的励磁电感、减小磁路中的功率损耗，使之能以最小的损耗和相位失真传输具有宽频带的脉冲能量。

图1（a）为加在脉冲变压器输入端的矩形脉冲波，图1（b）为输出端得到的输出波形，可以看出脉冲变压器带来的波形失真主要有以下几个方面：图1脉冲变压器输入、输出波形（a）输入波形（b）输出波形（1）上升沿和下降沿变得倾斜，即存在上升时间和下降时间；（2）上升过程的末了时刻，有上冲，甚至出现振荡现象；（3）下降过程的末了时刻，有下冲，也可能出现振荡波形；（4）平顶部分是逐渐降落的。这些失真反映了实际脉冲变压器和理想变压器的差别，考虑到各种因素对波形的影响，可以得到如图2所示的脉冲变压器等效电路。图中：Rsi——信号源Ui的内阻Rp——一次绕组的电阻Rm——磁心损耗（对铁氧体磁心，可以忽略）T——理想变压器Rso——二次绕组的电阻RL——负载电阻C1、C2——一次和二次绕组的等效分布电容Lin、Lis——一次和二次绕组的漏感Lm1——一次绕组电感，也叫励磁电感n——理想变压器的匝数比，n=N1/N2图2脉冲变压器的等效电路

将图2所示电路的二次回路折合到一次，做近似处理，合并某些参数，可得图3所示电路，漏感Li包括Lin和Lis，总分布电容C包括C1和C2；总电阻RS包括Rsi、RP和Rso；Lm1是励磁电感，和前述的Lm1相同；RL′是RL等效到一次侧的阻值，RL′=RL/n2,折合后的输出电压U′o=Uo/n。

经过这样处理后，等效电路中只有5个元件，但在脉冲作用的各段时间内，每个元件并不都是同时起主要作用，我们知道任何一个脉冲波形可以分解成基波与许多谐波的叠加。脉冲的上升沿和下降沿包含着各种高频分量，而脉冲的平顶部分包含着各种低频分量。因此在上升、下降和平顶过程中，各元件（L、C等）表现出来的阻抗也不一样，因此我们把这一过程分成几个阶段来分析，分别找出各阶段起主要作用的元件，而忽略次要的因素。例如，当输入信号为矩形脉冲时，可以分3个阶段来分析，即上升阶段、平顶阶段和下降阶段。（1）上升阶段对于通常的正脉冲而言，上升阶段即脉冲前沿，信号中包含丰富的高频成分，当高频分量通过脉冲变压器时，在图3所示的等效电路中，C的容抗1/ωC很小，而Lm1的感抗ωLm1很大，相比起来，可将Lm1的作用忽略，而在串联的支路中，Li的作用即较为显著。于是可以把图3所示的等效电路简化成图4所示的等效电路。

图3图2的等效电路

图4图3的简化电路在这个电路中，频率越高，ωLi越大，而1/ωC越小，因而高频信号大多降在Li上，输出的高频分量就减少了，可见输入信号Usm前沿中所包含的高频分量就不能完全传输到输出端，频率越高的成分到达输出端越小，结果在输出端得到的波形前沿就和输入波形不同，即产生了失真。要想减小这种波形失真，就要尽量减小分布电容C（应减小变压器一次绕组的匝数）。但又要得到一定的绕组电感量，所以需要用高磁导率的磁心。在绕制上也可以采取一些措施来减小分布电容，例如用分段绕法；为了减小漏感L1，可采用一、二次绕组交叠绕法等。（2）平顶阶段脉冲的平顶包含着各种低频分量。在低频情况下，并联在输出端的3个元件中，电容C的容抗1/ωC很大，因此电容C可以忽略。同时在串联支路中，Li的感抗ωLi很小，也可以略去。所以又可以把图3电路简化为图5所示的低频等效电路。信号源也可以等效成电动势为Usm的直流电源。这里可用下述公式表达U′o=(UsmRL′)e－T/τ/(Rs＋RL′)τ=Lm1(Rs＋RL′)RsRL′可见U′o为一下降的指数波形，其下降速度决定于时间常数τ,τ越大，下降越慢，即波形失真越小。为此，应尽量加大Lm1，而减小Rs和RL′,但这是有限的。如果Lm1太大，必然使绕组的匝数很多，这将导致绕组分布电容加大，致使脉冲上升沿变坏。

图5图3的低频等效电路

图6脉冲下降阶段的等效电路（3）下降阶段

下降阶段的信号源相当于直流电源Usm串联的开关S由闭合到断开的阶段，它与上升阶段虽然是相对的过程，但有两个不同；一是电感Lm1中有励磁电流，并开始释放，因此Lm1不能略去；二是开关S断开后，Rs便不起作用，由此得出下降阶段的等效电路，见图6。

一般来说，在脉冲变压器平顶阶段以后，Lm1中存储了比较大的磁能，因此在开关断开后，会出现剧烈的振荡，并产生很大的下冲。为了消除下冲往往采用阻尼措施。2功率变压器的参数及公式2.1变压器的基本参数在磁路中，磁通集中的程度，称为磁通密度或磁感应强度，用B表示，单位是特斯拉（T），通常仍用高斯（GS）单位，1T=104GS。另一方面，产生磁通的磁力称为磁场强度，用符号H表示，单位是A/mH=0.4πNI/li式中：N——绕组匝数I——电流强度li——磁路长度磁性材料的磁滞回线表示磁性材料被完全磁化和完全去磁化这一过程的磁特性变化。图7为一典型的磁化曲线。由坐标0点到a点这段曲线称起始磁化曲线。曲线中的一些关键点是十分重要的，BS：饱和磁通密度，Br：剩磁，HC：矫顽磁力。当Br越接近于BS值时，磁滞曲线的形状越接近于矩形，见图8（a），同时矫顽磁力HC越大时，磁滞曲线越宽，这表明这种磁性材料的磁化特性越硬，表明这种材料为硬磁性材料。当Br和BS相差越大，矫顽磁力HC越小时，即磁滞曲线越瘦，表明这种材料为软磁性材料，脉冲变压器的磁心材料应选用软磁性材料，见图8（b）。

图7不带气隙的磁滞回线

图8硬/软磁性材料和磁滞回线

（a）硬磁材料(b)软磁材料

如果在磁心中开一个气隙，将建立起一个有气隙的磁路，它会改变磁路的有效长度。因为空气隙的磁导率为1，所以有效磁路长度le为le=li＋μilg式中：li——磁性材料中的磁路长度lg——空气隙的磁路长度μi——磁性材料的磁导率对一个给定安匝数，有空气隙磁心的磁通密度要比没有空气隙的磁通密度小。2.2设计变压器的基本公式为了确保变压器在磁化曲线的线性区工作，可用下式计算最大磁通密度（单位：T）Bm=(Up×104)/KfNpSc式中：Up——变压器一次绕组上所加电压（V）f——脉冲变压器工作频率（Hz)Np——变压器一次绕组匝数（匝）Sc——磁心有效截面积（cm2）K——系数，对正弦波为4.44,对矩形波为4.0一般情况下，开关电源变压器的Bm值应选在比饱和磁通密度Bs低一些。变压器输出功率可由下式计算（单位：W）Po=1.16BmfjScSo×10－5式中：j——导线电流密度（A/mm2）Sc——磁心的有效截面积（cm2)So——磁心的窗口面积（cm2）3对功率变压器的要求（1）漏感要小

图9是双极性电路（半桥、全桥及推挽等）典型的电压、电流波形，变压器漏感储能引起的电压尖峰是功率开关管损坏的原因之一。图9双极性功率变换器波形

功率开关管关断时电压尖峰的大小和集电极电路配置、电路关断条件以及漏感大小等因素有关，仅就变压器而言，减小漏感是十分重要的。（2）避免瞬态饱和

一般工频电源变压器的工作磁通密度设计在B－H曲线接近拐点处，因而在通电瞬间由于变压器磁心的严重饱和而产生极大的浪涌电流。它衰减得很快，持续时间一般只有几个周期。对于脉冲变压器而言如果工作磁通密度选择较大，在通电瞬间就会发生磁饱和。由于脉冲变压器和功率开关管直接相连并加有较高的电压，脉冲变压器的饱和，即使是很短的几个周期，也会导致功率开关管的损坏，这是不允许的。所以一般在控制电路中都有软启动电路来解决这个问题。（3）要考虑温度影响

开关电源的工作频率较高，要求磁心材料在工作频率下的功率损耗应尽可能小，随着工作温度的升高，饱和磁通密度的降低应尽量小。在设计和选用磁心材料时，除了关心其饱和磁通密度、损耗等常规参数外，还要特别注意它的温度特性。一般应按实际的工作温度来选择磁通密度的大小，一般铁氧体磁心的Bm值易受温度影响，按开关电源工作环境温度为40℃考虑，磁心温度可达60～80℃，一般选择Bm=0.2～0.4T，即2000～4000GS。（4）合理进行结构设计从结构上看，有下列几个因素应当给予考虑：漏磁要小，减小绕组的漏感；便于绕制，引出线及变压器安装要方便，以利于生产和维护；便于散热。4磁心材料的选择软磁铁氧体，由于具有价格低、适应性能和高频性能好等特点，而被广泛应用于开关电源中。软磁铁氧体，常用的分为锰锌铁氧体和镍锌铁氧体两大系列，锰锌铁氧体的组成部分是Fe2O3，MnCO3，ZnO，它主要应用在1MHz以下的各类滤波器、电感器、变压器等，用途广泛。而镍锌铁氧体的组成部分是Fe2O3，NiO，ZnO等，主要用于1MHz以上的各种调感绕组、抗干扰磁珠、共用天线匹配器等。在开关电源中应用最为广泛的是锰锌铁氧体磁心，而且视其用途不同，材料选择也不相同。用于电源输入滤波器部分的磁心多为高导磁率磁心，其材料牌号多为R4K～R10K，即相对磁导率为4000～10000左右的铁氧体磁心，而用于主变压器、输出滤波器等多为高饱和磁通密度的磁性材料，其Bs为0.5T（即5000GS）左右。开关电源用铁氧体磁性材应满足以下要求：（1）具有较高的饱和磁通密度Bs和较低的剩余磁通密度Br磁通密度Bs的高低，对于变压器和绕制结果有一定影响。从理论上讲，Bs高，变压器的绕组匝数可以减小，铜损也随之减小。在实际应用中，开关电源高频变换器的电路形式很多，对于变压器而言，其工作形式可分为两大类：1）双极性。电路为半桥、全桥、推挽等。变压器一次绕组里正负半周励磁电流大小相等，方向相反，因此对于变压器磁心里的磁通变化，也是对称的上下移动，B的最大变化范围为△B=2Bm，磁心中的直流分量基本抵消。2）单极性。电路为单端正激、单端反激等，变压器一次绕组在1个周期内加上1个单向的方波脉冲电压（单端反激式如此）。变压器磁心单向励磁，磁通密度在最大值Bm到剩余磁通密度Br之间变化，见图7，这时的△B=Bm－Br，若减小Br，增大饱和磁通密度Bs，可以提高△B，降低匝数，减小铜耗。（2）在高频下具有较低的功率损耗

铁氧体的功率损耗，不仅影响电源输出效率，同时会导致磁心发热，波形畸变等不良后果。

变压器的发热问题，在实际应用中极为普遍，它主要是由变压器的铜损和磁心损耗引起的。如果在设计变压器时，Bm选择过低，绕组匝数过多，就会导致绕组发热，并同时向磁心传输热量，使磁心发热。反之，若磁心发热为主体，也会导致绕组发热。

选择铁氧体材料时，要求功率损耗随温度的变化呈负温度系数关系。这是因为，假如磁心损耗为发热主体，使变压器温度上升，而温度上升又导致磁心损耗进一步增大，从而形成恶性循环，最终将使功率管和变压器及其他一些元件烧毁。因此国内外在研制功率铁氧体时，必须解决磁性材料本身功率损耗负温度系数问题，这也是电源用磁性材料的一个显著特点，日本TDK公司的PC40及国产的R2KB等材料均能满足这一要求。（3）适中的磁导率相对磁导率究竟选取多少合适呢？这要根据实际线路的开关频率来决定，一般相对磁导率为2000的材料，其适用频率在300kHz以下，有时也可以高些，但最高不能高于500kHz。对于高于这一频段的材料，应选择磁导率偏低一点的磁性材料，一般为1300左右。（4）较高的居里温度居里温度是表示磁性材料失去磁特性的温度，一般材料的居里温度在200℃以上，但是变压器的实际工作温度不应高于80℃，这是因为在100℃以上时，其饱和磁通密度Bs已跌至常温时的70％。因此过高的工作温度会使磁心的饱和磁通密度跌落的更严重。再者，当高于100℃时，其功耗已经呈正温度系数，会导致恶性循环。对于R2KB2材料，其允许功耗对应的温度已经达到110℃，居里温度高达240℃，满足高温使用要求。5开关电源功率变压器的设计方法5.1双极性开关电源变压器的计算设计前应确定下列基本条件：电路形式,开关工作频率,变压器输入电压幅值,开关功率管最大导通时间,变压器输出电压电流,输出侧整流电路形式，对漏感及分布电容的要求，工作环境条件等。（1）确定磁心尺寸1）求变压器计算功率PtPt的大小取决于变压器输出功率及输出侧整流电路形式：全桥电路，桥式整流：Pt=(1＋1/n)Po半桥电路，双半波整流：Pt=(1/n＋)Po推挽电路，双半波整流：Pt=(/