电力有源滤波器的谐波电流数字检测与波形控制

电力有源滤波器的谐波电流数字检测与波形控制

1谐波电流的控制技术与其他能源设备不同，动态能源装置（apf）的控制对象和控制特点不同于其他能源设备。apf电流采集不是正电流，而是包含丰富高频分量的声波补偿电流。APF的控制策略主要包括谐波电流的检测技术和补偿电流的控制技术。控制策略的好坏直接关系到APF的谐波电流补偿效果。三相三线并联型有源电力滤波器的补偿电流控制技术主要有:(1)瞬时值比较方式,这种控制方式中,滞环的宽度H对补偿电流的跟随性能有较大的影响。当H较大时,开关通断的频率较低,但是跟随误差较大,补偿电流中谐波较大。反之,当H较小时,跟随误差小,但是开关频率较高。(2)三角波比较方式,相对于滞环控制方式,电路较为复杂,跟随误差较大,且电流响应较滞环方式慢;但开关频率固定,即等于三角载波的频率,滤波容易实现。(3)无差拍控制方法,计算量大,而且对系统参数依赖性较大。本文采用三角波比较的电流控制技术,研究负载谐波电流的数字检测方法和谐波电流无静差跟踪重复控制的数字实现方法。主要包括以下几个方面:(1)非线性负载谐波检测技术研究,研究谐波电流的检测方法。(2)为提高电流控制精度,分析比较了比例控制和比例+重复控制两种谐波电流的数字控制策略,设计了基于比例+重复控制策略的谐波电流指令跟踪控制器。(3)编写数字控制程序,通过实验验证了控制方法的有效性。2ade模型的建立并联型APF的电路模型如图1所示,Su1、Su2、Sv1、Sv2、Sw1、Sw2代表每相桥臂的开关管,L代表每相的滤波电感,R代表滤波电感的内阻和由每相桥臂上下管互锁死区所引起的电压损失。Cdc代表直流母线上的滤波电容,Rl代表由并联APF损耗所引起的负载效应。LC滤波器中的电容C很小(实验中为15μF),所以实际建模过程忽略此滤波电容的影响。将图1所示并联型APF的状态空间平均模型采用Clark和Park变换从三相静止a、b、c坐标系变换到两相同步旋转d、q坐标系,并使得d轴定向于电网电压usu的方向上。三相系统平衡时,系统在d、q坐标系下的模型为为实现d、q轴电流控制的解耦,设使变换器输出的电压矢量中包含三个分量。将式(2)代入式(1)得在式(3)表示的d、q电流环中,d、q轴电流是独立控制的,而且控制对象也很简单,相当于对一个一阶对象的控制。3定频定频的滤波器设计—谐波电流的检测方法1984年Akagi提出的三相电路瞬时无功功率理论,在检测三相电路谐波及无功电流中得到了成功的应用,是当今谐波检测技术的重要理论基础。以该理论为基础,经不断研究逐渐完善,现已包括p-q法、d-q法等检测谐波和无功电流的方法。本文采用基于dq坐标系的检测方法。图2所示为基于dq坐标的无功电流和谐波电流检测原理,为了保证其有良好的补偿电流跟随特性,必须将逆变器直流侧电容电压控制为一适当的值。图中,当开关S闭合时,id_ref和iq_ref为检测到的负载电流的谐波成分;当开关S断开时,id_ref和iq_ref为检测到的负载电流的无功电流和谐波电流之和。uw2ab表示从u、v、w三相坐标转换为α、β两相坐标,ab2dq表示从α、β两相坐标转换为d、q两相坐标。图中代表d轴电流直流分量,此分量和电源电压旋转矢量平行,与负载的有功功率相对应;代表q轴电流直流分量,此分量和电源电压旋转矢量垂直,与负载基波的无功功率相对应。分别代表d轴交流分量和q轴的交流分量,它们分别与负载基波不对称以及高次谐波无功功率相对应。当APF作谐波补偿的时候,图中低通滤波器的目的即是分离出这些信号中的直流分量,根据Park变换原理,这些直流分量正是对应了三相电流中的基波分量。考虑到均为交流分量,对其一个周期内的所有采样点累加后和为零。而对于一个直流信号,在一个正弦周期内进行所有采样点累加后除以采样点数结果仍然为该直流信号。如果只考虑一个周期,将进入低通滤波器前的信号按采样点进行累加后除以采样点数,结果即为该直流信号。这样分离出直流信号的意义是十分明了的,操作也十分简单,只需要对一个周期内的所有采样点进行求和即可。每个载波对采样值进行累加,然后每一个周期进行一次平均,这样即可得到直流分量。本文中采样频率为10kHz,工频为50Hz。可以得知每个基波周期采样200个点,以有功电流分量为例,可以由如下公式取得直流分量:但实际电网频率不可能稳定在50Hz不变,也就是说每个基波周期的采样点未必为200个,所以上式求得的平均值是有误差存在的。由于电源电压旋转矢量的辐角ωt和电源电压以相同的频率在-π到π之间变化,所以可以在ωt从-π到π突变的那一刻作为累加的开始,下一个突变为累加的结束,用公式表示如下:式中,kmax为此周期的采样点数,需要注意的是,它的值不是恒定不变的,而是自适应的。通过式(5)求的直流分量的精度要比式(4)高,更重要的是,由此设计的控制程序,消除了电压频率的影响,在60Hz和其他频率的电网中依然适用。此外,这样的设计还给以后电流控制环节中应用重复控制提供了方便。4重复控制器设计经过解耦控制后的d轴和q轴成为两个独立的系统,可以方便地设计其控制器。考虑采用的数字控制系统引入了采样延时,同时考虑变换器的输出延时,以d轴为例可得到系统在连续域下的等效模型如图3所示。图3中τs代表变换器延时,为变换器开关周期的一半;τf表示反馈滤波和采样延时,一般为几微秒;KPWM代表变换器放大倍数,在这里取1;Kp代表电流环比例调节器的比例系数。设计电流环数字控制比例调节器的比例系数KP=0.3×L/Ts时,系统的动态性能和稳定性较理想。其中,Ts为电流环数字控制的周期。对于RL型三相不控整流负载,由于有源电力滤波器的指令是含有基波无功及6k±1次谐波的高频信号。所以比例或比例积分控制的电流环在并联型APF系统中不能达到对谐波指令的无静差状态。因此为了进一步提高系统稳态补偿性能,电流调节器中引入重复控制方法。重复控制的基本思想源于控制理论中的内模原理(internal-modelprinciple)。谐波补偿所给定的指令信号虽然是由多种不同频率的信号叠加而成,但是它们都遵从一个基本的特征,即在每一个基波周期都以基本相同的波形重复出现。甚至对于特定的谐波源而言,其谐波分量重复出现的周期还可能小于基波周期,如三相不控整流带阻感性负载时,其谐波成分在dq坐标上的重复周期为基波周期的1/6。为了不失一般性以及便于分析,就以基波周期作为这些信号的重复周期。离散形式的重复控制发生器是式中,N为每周期采样次数,N等于基波周期除以载波周期。由于实际中电网频率几乎不可能准确地维持在50Hz。若根据采样频率fs=10kHz,工频f1=50Hz,简单地取N=fs/f1=200,而电网频率不是严格地为50Hz,随着时间的推移这样的逐点累加必然会产生错位,造成系统不稳定。以实际电网频率为50.5Hz为例,实际步长N=198,但如果仍取N=200进行逐点误差累加,必然会产生错位现象。为了解决这个问题,可以在ωt从-π到π突变的那一刻作为累加的开始,下一个突变为累加的结束。也就是在每周期ωt突变为开始,到下一个ωt发生突变为止的kmax个采样点编号为0~kmax-1,把这些相同编号的误差值分别进行累加。注意,kmax并不是固定不变的值,用公式表示如下:其等效结构图如图4所示。对以kmax个单拍延时环节z-1的串联实现周期延时,这意味着数字控制器要为实现重复信号发生器而留出kmax个数据存储单元。由于kmax是自适应的,不是常数,实际电网频率也不可能偏离50Hz太大,一般定义一长度为220的数组存储数据即可。采用上述自适应重复控制发生器,重复控制器的基本控制框图如图5点划线部分所示。其中Q(z)是滤波器结构,它与z-kmax一起构成重复控制器的内模部分。设计合适的校正环节S(z)和超前环节zn实现补偿,针对控制对象的特性设置补偿器C(z),保证重复控制的性能和稳定性。5比例跟踪控制下的谐波补偿实验实验系统如图6所示,三相380V交流电通过调压器转换为三相200V交流电,200V交流电整流后给30Ω的电阻负载供电。整流器的额定功率为9.1kVA,逆变器和整流器负载并联来补偿由整流器负载产生的电源谐波,逆变器的额定功率为9.1kVA,其他主电路参数如图6所示。DSP数字控制器通过负载电流来检测谐波,采用本文提出的算法检测谐波,给出谐波电流指令,逆变器通过反馈其输出电流来达到输出补偿谐波电流的目的。比例控制的实验波形如图7所示。其中图7a显示了电流跟踪效果;图7b显示了电流补偿效果;图7c为负载电流和电源电流的频谱。实验中,有源电力滤波器投入运行后系统电流总谐波失真(THD)由25.58%降为17.83%,补偿后系统电流中5次、7次、11次谐波含量仍然很大。由图7a可以看出,输出电流相比于指令电流存在明显的相位滞后和静差,在谐波电流突变处上升沿和下降沿尤为明显。实验结果表明,比例跟踪控制方法在一定程度上降低了电源电流中的谐波,但效果并不显著。考虑加入重复控制器采用重复控制与传统比例控制并联的控制结构来进一步降低谐波含量。控制系统结构如5所示。其中比例控制保证系统动态性能,而重复控制提高输出电流波形稳态跟踪精度。比例+重复控制的实验波形如图8所示。其中图8a显示了电流跟踪效果;图8b显示了电流补偿效果;图8c为负载和电源电流频谱。实验中有源电力滤波器投入运行后,系统电流总谐波失真(THD)由26.84%降低到4.62%,5次、7次和11次谐波含量明显降低。从实验波形和以上分析可以看出,比例+重复的电流跟踪控制方法提高了电流跟踪精度,减小了稳态误差,电流补偿效果明显变好了。6基于自适应变量的滤波方法本文对三相三线并联式有源电力滤波器的数字控制方法进行了研究,所取得的研究结论有:(1)采