多功能一体化dcdc变换器

多功能一体化dcdc变换器

1软件的可行性分析在中国，目前采用技术评估方法进行了小批量生产的安静变流器，包括250va和1kva单振动器。这些产品对应于国外第二个静态变流器的初始版。采用硅铁磁性材料和分离器，开关频率为20hz。由于冷却方式的限制，工作高度不超过11000m，可靠性和维护性差，体积大，重量重。总体上看,单相静止变流器品种少、容量小、技术落后,不能满足现有战斗机火控改造的需要,更不能满足第四代战斗机、舰载机的需要。因此开展高频软开关静止变流器技术研究很迫切,并具有重大实际意义,通过研究还可以跟踪和掌握国外先进技术,缩小差距,实现系列化,推动我国的航空二次电源产品的发展,进入国际市场。本文主要讨论了变流器的DC-DC部分,分析了它的原理,并研究了交错并联电路中特有的并联谐振现象。这种电路应用于民用产品也同样有着广阔的前景。2dc/dc电路的工作原理DC/DC变换器的拓扑结构很多,这里我们采用一种新颖的交错并联结构的双正激式DC/DC变换器,电路拓扑图如图1所示。DC/DC变换器有3个作用:输入输出电气隔离;吸收DC/AC逆变桥交流侧回馈的无功能量;输出高频脉冲波给逆变桥,逆变桥开关管在Ub过零时切换,实现零电压开关。基于这一思想,在传统的DC/DC变换器中去除输出LC滤波器,再加上逆变桥交流侧无功能量回馈吸收电路,便可得到上述三个作用的多功能一体化DC/DC变换器。变换器的功率级采用交错并联结构,优点是:(1)可用更小的变压器得到更高的功率输出。除了使每个变压器分别传输部分能量,减少功率损耗和热应力外,交错并联技术使每个功率级流过更小的功率,从而使器件的功率损耗和热应力减少,是消除功率设备“热点”的有效方法。此外,低功率的功率级的并联,使电路的输出频率可以提高一倍,通常比采用单级结构的开关频率高。由于每个功率级流过功率低,低功率、高速的半导体器件可以发挥作用,进一步提高整体的开关频率,减小了变压器的铁心体积。(2)并联使导通比为原来的2倍。在保持输出电压平均值不变的情况下,导通比D越大,输出电压最大峰值Uomax越小,对DC/AC部分的功率器件的电压应力也越小,可以采用耐压小的功率器件。(3)由于采用交错并联结构,输入电压和电流的脉动减小了一半,频率提高了一倍,输入滤波器的体积就可以减小了,从而减小了整个装置的体积。下面我们分析DC/DC电路的工作原理。为简化工作原理分析,作了下列假设:(1)认为变压器的漏感远小于磁化电感,即LLK≪LLM。忽略变压器的绕线电阻、寄生电容和铁心损耗。(2)功率MOSFET管VM和二极管VD在导通时被认为短路,在关断时被认为是电容(分别为CV和CVD,但在电路拓扑中省略了二极管的电容)。忽略二极管的恢复时间。等效电路如图2所示。(3)假设变换器输出所接的感性负载Lo足够大,输出电感电流连续。该变换器的主要波形如图3所示。各个状态的拓扑结构如图4a～4g所示。(a)t0～t1:VM1在t0时导通,T1次级输出正电压,VD3导通。VD5的反偏电压为Ui/N,N为脉冲变压器的初次级匝比。由于VM1和VM2的驱动电压是交错的,T2此时正在去磁或去磁已经结束,假设CV2通过T2的磁化电感LLM2和电源谐振放电,在t0时刻UDS(VM2)正好降到Ui。t0的前一时刻,UDS(VM1)为输入电源电压Ui。常规的单个单端正激式变换器的漏-源电压UDS在去磁结束后不会发生低于Ui的情况,因为输出的两个二极管的钳位作用使变压器绕组上的电压为零。在单个正激式变换器中,当去磁结束时,续流二极管(相当于VD5)正续流,如果功率MOSFET的漏-源电压UCV继续下降到低于Ui时,变压器初级的压降为正,次级输出正电压,输出二极管(相当于VD3或VD4)导通,和续流二极管一起把次级绕组的电压钳位在零,因此初级绕组上的压降也为零,UCV则被钳位在Ui。在交错并联结构的双正激变换器中,由于另一路的导通,使二极管VD5上反偏电压为Ui/N,所以只要次级绕组上的电压小于Ui/N,上述的钳位现象就不存在。因此,T2次级绕组的电压不受VD4和VD5的钳位,其电压可以为任何小于Ui/N的值。同样UCV2上的电压也不会被钳位在Ui。这样,VM2的输出电容CV2和变压器T2的磁化电感LLM2继续进行谐振,使UDS(VM2)小于输入电源电压Ui。(b)t1～t2:VM1在t1时刻关断。VM1的输出电容CV1由输出电流折射到初级的电流NIo线性充电。在t1～t2期间T2还在谐振,UDS(VM2)在t2时已经大于Ui。在t2时刻,UDS(VM1)上升到Ui,VD3关断,VD5开始导通。虽然在t2后,Uo=0,VD4和VD5不再受Uo的高压而反偏,但此时由于UCV2>Ui,所以T2的初级和次级上的电压都为负,T2次级输出的负压使VD4反偏,因而T2次级绕组的电压不被钳位。(c)t2～t3:输出电流Io通过续流二极管VD5续流。CV2和LLM2继续谐振。同时,存储在LLK1的漏感能量对CV1以很快的速度进行充电,使UDS(VM1)增大到2Ui。(d)t3～t4:变压器T1通过去磁绕组去磁。CV2和LLM2继续谐振,在t4时刻,UCV2刚好达到Ui,因为另一路处于去磁阶段,输出电压Uo为0,所以VD4和VD5会把T2的次级绕组电压钳位在零。同样,VM2的漏-源寄生电容CV2的电压UCV2被钳位在Ui。(e)t4～t5:T1还在去磁。T2被VD4和续流二极管VD5钳位,UDS(T2)保持在Ui不变。t5时,T1去磁结束。(f)t5～t6:T1去磁已经结束,CV1通过T1的磁化电感LLM1和电源谐振放电。在t6时刻,UDS(T1)到达输入电源电压。UCV2保持不变,为Ui。(g)t6～t7:VM2导通,T2输出脉冲电压使VD3和VD5对T1的钳位作用消失,CV1和LLM1通过电源继续谐振。由T1、VM1组成的电路和由T2、VM2组成的电路互换了工作状态,随后周而复始地进行。从分析的波形可以看到,在每个周期中变压器的初、次级出现了两次正电压和负电压,变压器铁心两次增磁和去磁,多了一个额外的B-H环,与单个正激式变换器的工作状态不同。3功率mosfp的uds波形电路拓扑在一个1kW的原理样机上得到验证,试验参数为:Ui=18～32V,UoAV=180V,f=100kHz(每一路为50kHz),变压器初级磁化电感LLM1=61.32μH,初级漏感LLK=0.063μH,次级绕组电感LLM2=7.42mH,功率MOSFET选用每