永磁同步电机功率控制新方法

永磁同步电机功率控制新方法

1瞬时功率控制的特点在许多情况下，永磁电机被广泛应用。高性能控制主要包括直接旋转控制和向量控制。直接转矩控制(DTC)最早于1986年提出并成功应用于异步电机控制中。1997年ZhongL、RahmanMF和HuWY等人实现了永磁同步电机的基本DTC控制。直接转矩控制策略具有控制结构简单、无复杂的坐标变换、鲁棒性好、电机参数依赖性小等优点;但是,由于它是以快速性为主要目标,常把定子磁链控制为常量,这样在低负载时,定子磁链会显得太大,不利于节能,输入功率因数也小于1。有许多负载大部分时间处于稳态,对动态性能要求不高,而对稳态时的节能有较大需求。现在,节能成为我国的主要国策,研究一种既有直接转矩控制那样控制简单、计算简单而又能节能的新控制方法就显得十分重要。直接功率控制(DPC)就是这类控制方法,它既具有直接转矩控制那样简洁的控制形式,又能使输入电机的无功功率控制接近于0,从而达到功率因数接近1的目标。直接功率控制策略在1997年由NoguchiT首次提出,随后DPC受到许多学者关注和研究,如在三相有源滤波器应用中和双馈感应异步发电机中都有成功的应用性研究。基于SVM的IPC(瞬时功率控制)用于永磁同步电机中,但只给出了仿真结果。本文研究了在永磁同步电机控制中使用瞬时功率开关表进行直接功率控制的新策略,根据定子磁链所在的扇区、瞬时有功功率和瞬时无功功率的两个滞环输出,查询瞬时功率开关表选取合适的开关电压矢量进行输出,从而对瞬时功率进行直接控制达到调速的目的。仿真和实验结果均证明了通过有功功率和无功功率的合理调节,能使电机在稳态运行时的无功功率为零,从而提高了功率因数,达到节能的优点。2瞬时功率的定义在传统的正弦电路中,有功功率、无功功率、有功电流和无功电流都是建立在平均值或相量的意义上定义的,它们适用于电压、电流均为正弦波时的情况。有功代表了负载在一个周期内消耗电能的情况,无功代表了电源与负载间(单相电路)或各相之间(三相电路)在一个周期内的能量交换情况。在非正弦电路中,无功同样也应代表往复振荡的能量。额外能量的振荡必然要增加传输线路上的能量损失。瞬时无功功率理论最早在1984年提出,该定义实际是基于电压和电流矢量在两相静止坐标系α-β上分量间的运算,但只针对三相无中线系统,并且没有给出清晰的物理概念。到20世纪90年代,该理论得到了进一步发展,将瞬时功率拓展为电压电流的矢量运算,这个定义使瞬时功率理论摆脱了静止坐标系的框架,使得瞬时功率不论对三相三线制还是三相四线制系统,对称还是非对称系统均适用,因此具有更加广泛的意义。目前瞬时功率理论已经在无功功率和高次谐波补偿中得到成功应用。对于三相瞬时有功功率定义为式中V——瞬时电压矢量,V=(vavbvc)T;p——瞬时有功功率。q对应于瞬时无功功率q在γ轴上的投影值,如图1所示,“×”表示两矢量的叉乘。I滞后V表示感性无功,考虑到与传统功率理论一致性,本文采用如下定义:因此瞬时功率可用αβ坐标系下的电压和电流矢量分量表示为需要注意的是,将三相静止坐标系中的变量变换到两相静止坐标系时,需要采用功率不变原则,即式中,x为电压或电流。3控制方案设计在永磁同步电机的d-q坐标系下,电压方程式中,所有变量的上标为坐标系标识(如r为转子d-q坐标系,s为定子静止α-β坐标系);usr为定子绕组电压矢量;Rs为定子绕组电阻;isr为定子绕组电流;ψsr为定子磁链;ωr为在定子α-β坐标系下的转子速度;p为微分因子。在d-q坐标系下定子磁链为式中Ls——定子绕组电感;ψf——转子磁链。由式(8)可得,定子电流为定子绕组有功功率输入为把式(7)、式(9)代入式(10)并忽略定子绕组电阻Rs的影响,可得定子绕组无功功率输入为定子磁链和转子磁链在d-q坐标系和α-β坐标系下的关系如图2所示。定子磁链在d-q坐标系下可表示为根据图2可得式中ω1——定子磁链瞬时角速度;ωr——同步角速度。对定子磁链ψsr求微分,可得式中可见磁链的变化由磁链幅值的变化和磁链的旋转角度变化两部分构成。若考虑在稳态运行状态下时,定子磁链幅值不变化,定子磁链矢量以同步角速度ωr旋转,如图3所示。可见第k时刻与第k+1时刻的θ1=θ2,|ψsr(k)|=|ψsr(k+1)|,则此时把式(9)和式(16)代入式(11)和式(12)可得由于电机为永磁电机,无需励磁电流,同时,为了使电机工作电流最小,并提高功率因数,即希望cosϕ=1,无功功率qs应该为零,根据式(18),qs为零时,应有|ψf|cosθ-|ψsr|=0,从而可得将式(19)代入式(17)得由式(20)可见,有功功率在某转速ωr时,它能由定子磁链和转子磁链之间的负载角唯一确定。因此,在控制方案中可以采用通过调节负载角来控制有功功率。在控制方案中,把无功功率给定qs*定为零。但在实际运行过程中,无功功率可能会脱离这种给定,而不等于零,其值由式(18)来决定。这个公式中,有两个量可以调节qs,一是负载角θ,另一是定子磁链幅值|ψsr|。但负载角θ在调整有功功率时已有确定值,那么,唯有变化定子磁链幅值|ψsr|可以做到在不影响有功功率的情况下调整无功功率使之趋于零。根据以上的结论推导得到了直接功率控制方案的控制原则:(1)将无功功率qs*给定定为零,调节定子磁链幅值sψsr|的幅值来达到实际无功功率为零的目的。(2)通过改变负载角θ的方法,来控制电磁转矩,达到控制有功功率的目的。4电压矢量的选择基于以上分析,图4给出了PMSM的直接功率控制的系统框图,该控制算法包括有功功率指令和无功功率给定、定子绕组瞬时功率计算、功率滞环以及优化开关表等。把指令转速ω*和反馈转速ω偏差送入PI调解器后得到定子绕组所需瞬时有功功率ps*;无功功率给定qs*为零。根据Udc和电压开关状态得定子绕组电压矢量把式(21)代入式(6),得通过电流传感器获得的电流值ia、ib代入式(6)可得电流矢量分量isα、isβ。把usα、usβ、isα、isβ代入式(3)、式(4)可得定子绕组的瞬时功率估计值为将瞬时有功、无功功率给定与估计值送入两态滞环比较器,有功、无功滞环比较器的环宽分别为pr、qr,Sp和Sq分别是两个滞环比较器的输出。按如下规则定义:当Sp=1表示在该控制周期中有功功率实际估计值小于有功功率给定,应在下一个周期中需要增加有功功率输入即需增加转矩;当Sp=0表示在该控制周期中有功功率实际估计值大于有功功率给定,应在下一个周期中需要减少有功功率输入即需降低转矩。无功功率滞环输出的规则与之相类似。把由式(22)得到的usα、usβ减去定子绕组电阻压降后通过低通滤波和相位补偿后得到esα、esβ,再通过esα、esβ计算获得定子绕组磁链的在α-β坐标系下的相位位置∠ψs,从而计算获得磁链在图5中的扇区号N。根据两个滞环输出量Sp、Sq和定子绕组磁链所在的扇区N在电压矢量开关表内选择合适的电压矢量去控制定子绕组磁链按期望的轨迹和速度运行。电压矢量开关表是直接关系到本控制方案一个关键因素,为了改善控制效果,根据式(17),本文将基本电压矢量张成的空间分为12个扇区,如图5所示。系统采用三相电压逆变器供电,各相开关管采用互补导通开关切换时,故共有6个非零电压矢量U1(001)~U6(110)和两个零矢量U0(000)和U7(111)。下面将以第一扇区为例叙述电压矢量的优化和选择。如图6所示,电机以逆时针为正方向运行,定子磁链超前转子磁链ψf角度为负载角θ。当ψs在第一扇区中,由式(17)可知:因电压矢量U2、U3、U6将使得ψs与ψf之间的负载角增加,有功功率将会增加即使得转矩增加。由式(18)可知:其中U2引起ψs的幅值变化不明显,对无功功率影响较小;U3使得ψs的幅值明显减小,使得无功功率减小;U6使得ψs的幅值明显增加,使得无功功率增加。另外,电压矢量U1、U4、U5使得ψs与ψf之间的负载角减小,使得有功功率减少即使得转矩降低。其中U5引起ψs的幅值变化不明显;U1使得ψf的幅值明显减小,使得无功功率减小;U4使得ψs的幅值明显增加,使得无功功率增加。故在第一扇区时:当Sp=1、Sq=1即需要同时增加有功功率和无功功率时,应选择选用电压矢量U6;当Sp=1、Sq=0即需要增加有功功率和减少无功功率时,应选择选用电压矢量U3;当Sp=0、Sq=0即需要同时减少有功功率和无功功率时,应选择选用电压矢量U1;当Sp=0、Sq=1即需要减少有功功率和增加无功功率时,应选择选用电压矢量U4。其他扇区的电压矢量的选择与第一扇区选择相类似,见下表。5控制周期80ms系统组成如图4所示,仿真采用Matlab软件,实验是基于FreeScale公司的56F8346控制芯片的硬件平台。其中同步电机参数如下:直流环节电压为310V,额定功率为1kW,额定电流为2A,额定转速为1500r/min,极对数为2,转子永磁体磁链为0.6115Wb,交轴电感为0.1295H,直轴电感为0.1133H,定子电阻为20.51Ω,控制周期为80ms。Matlab的仿真实验结果如图7所示,实验由静止带负载TL=2N·m启动到转速1000r/min,稳定运行后在100ms处再升速到额定转速1500r/min,然后再在额定转速稳定运行到150ms处突加负载转矩,负载转矩TL=4N·m。实验结果如图8所示,实验由静止带负载TL=4N·m启动到转速到1000r/min,稳定运行1s后再升速到额定转速1500r/min。从仿真和实验结果图7a、图7d、图8a和图8d可以看出,电机在加速时都以允许的最大转矩进行加速,定子绕组输入的瞬时有功功率随着转速线性上升;在速度稳定时,有功功率和转矩基本保持稳定。图7b、图7e、图8b和图8e表明,定子绕组输入的瞬时无功通过磁链幅值的有效控制在-80var和+80var之间,即在零附近波动。图7c为电机在仿真运行过程的三相电流波形,图8c为电机在试验运行过程中的A相电流波形。图8g为在转速1500r/min时的A相电流。图7f、图8f表明,在电机运行过程中转速稳定。从上述仿真和实验结果可以看出,该控制方法在前面的各种工况下能正常运行,无功功率也能控制到接近于零,从而表明了它的有效性。6仿真结果与实验验证直接功率控制策略应用于永磁同步电机,它的控制系统结构简单、算法简单、易实现,根据Sd、Sq、∠