第9章 振幅调制及解调

第9章

振幅调制及解调

9.1概述9.2调幅波的性质9.3非线性调幅方法9.4单边带信号的产生9.5高电平调幅9.6包络检波与同步检波9.1概述振幅调制简述所谓“调制”，就是在传送信号的一方（发送端）将所要传送的信号（它的频率一般是比较低的）“附加”在高频振荡上，再由天线发射出去。这里的高频振荡波就是携带信号的“运载工具”，所以称为载波。在接收信号的一方（接收端）经过解调（反调制）的过程，把载波所携带的信号取出来，得到原有的信息。反调制过程也叫检波。调制与解调都是频谱变换的过程，必须用非线性元件才能完成。调制与检波概述为什么一定要经过调制的过程：关键是要传送的信号频率或者太低（例如语音和音乐信号），或者频带很宽（例如电视信号从0~6.5MHz）。这些都对直接采用电磁波的形式传送信号十分不利。原因是：1）天线要将低频信号有效辐射出去，尺寸就必须很大。调制与检波概述2）为了使发射与接收效率高，在发射机与接收机方面都必须采用天线和谐振回路。语音、音乐和图像信号的频率变化范围很大。3）如果直接发射音频信号，发射机将工作于同一频率范围。这样接收机将同时收到许多不同电台的节目，无法加以选择。调制与检波概述为了克服以上困难，必须利用高频振荡，将低频信号“附加”在高频振荡上，这样就使天线的辐射效率提高，尺寸减小；同时每个电台都工作于不同的载波频率，接收机可以调谐选择不同的电台。调制方式：连续波调制与脉冲调制调制与检波概述连续波调制：连续波调制是用信号来控制载波的振幅、频率或者相位，因而分为调幅、调频和调相三种方法。脉冲调制：脉冲调制是先用信号来控制脉冲波的振幅、宽度、位置等，然后再用这个已调脉冲对载波进行调制。脉冲调制（数字调制）有脉冲振幅、脉宽、脉位、脉冲编码调制等多种形式。调制与检波概述实现调幅的方法：1）低电平调幅—调制过程是在低电平级进行的，因而需要的调制功率小。属于这种类型的调制方法包括（1）平方律调幅利用电子器件的伏安特性曲线平方律部分的非线性作用进行调幅。（2）斩波调幅将所要传送的音频信号按照载波频率来斩波，然后通过中心频率等于载波频率的带通滤波器，取出调幅成分。调制与检波概述2）高电平调幅—调制过程在高电平级进行，通常是在丙类放大器中进行调制。属于这一类的调制方法包括（1）集电极（阳极）调幅（2）基极（控制栅极）调幅调制与检波概述检波简述检波过程是一个解调过程，它与调制过程正相反。检波器的作用是从振幅受调制的高频信号中还原出原调制信号。还原所得的信号，与高频调幅信号的包络变化规律一致，故又称为包络检波器。调制与检波概述检波器输入信号和输出信号的波形关系，如下图所示。

Wt(d)(c)t

i

it(a)调制与检波概述

ot(b)检波前后的频谱关系：一个检波器需由三个部分组成：1）高频输入信号电路2）非线性器件3）低通滤波器相对振幅高频调幅波调制与检波概述相对振幅根据所用元件不同，检波器可以分为：二极管检波器（包括串联式和并联式）、三极管检波器根据信号大小的不同，检波器可以分为：小信号检波器和大信号检波器根据信号特点的不同，检波器可以分为：连续波检波器和脉冲检波器根据工作特点的不同，检波器可以分为：包络检波器和同步检波器调制与检波概述9.1.1连续波模拟调制连续波模拟调制的载波是连续的等幅高频正弦波，用

C表示

C=VCmcos(ωCt+φ)

将调制信号

Ω寄载在载波上的方法有三种。一种是把调制信号寄载在载波的幅度上，叫做振幅调制，简称调幅(AM)。已调波用

AM表示，如图9.1所示。调制与检波概述图9.1载波、调制信号和已调波的波形(a)载波；(b)调制信号；(c)已调波

Ct

Wt(b)(c)t

AM(a)调制与检波概述

9.1.2脉冲调制脉冲调制的载波是脉冲序列信号。它又分成两种，一种是脉冲模拟调制，另一种是脉冲数字调制。脉冲模拟调制是利用脉冲序列信号对调制信号进行采样，得到一个时间上离散的调制信号；之后用各离散时刻调制信号的采样值去控制脉冲序列信号的参量。调制与检波概述

由于描述一个脉冲序列信号的基本参量有脉冲幅度、脉冲宽度和相邻脉冲的间隔，因此，脉冲模拟调制又可分成为脉冲幅度调制(PAM)、脉冲宽度调制(PWM)、脉冲相位调制(PPM)、脉冲频率调制(PFM)。它们分别如图9.2~9.3所示。调制与检波概述调制与检波概述图9.2各种脉冲模拟调制波形uWtuCuPAM图9.3各种脉冲模拟调制波形

PWM

PPM

PFM调制与检波概述

脉冲数字调制简称PCM调制。这种调制方式的系统框图如图9.4所示。由图可见，这种调制方式是将时间上和取值上都是连续的模拟信号经过采样变成时间上离散的信号；再通过量化变成取值上离散的数字信号。对这种数字信号进行编码处理就变成脉冲数字调制信号，把这种脉冲数字序列信号简称为PCM信号。通过信道传输，在接收端通过解码和重现滤波器，恢复形成原来的模拟调制信号。调制与检波概述图9.4脉冲数字调制系统框图采样量化编码信道解码滤波同步定时

W(t)s(t)Ts发射接收

o(t)调制与检波概述

脉冲调制信号的传输方式有两种。一种是直接将脉冲调制信号送入信道进行传输，这种方式叫基带传输。这种传输方式适用于短距离通信。另一种是载波传输。载波传输是两次调制方式。调制与检波概述9.2调幅波的性质调幅就是使载波的振幅随调制信号的变化规律而变化。图9.2.1就是当调制信号为正弦波形时，调幅波的形成过程。调幅波式载波振幅按照调制信号的大小成线性变化的高频振荡，其载波频率维持不变。无失真调幅时，已调波的包络线波形应当与调制信号的波形完全相似。

正弦波调幅波的形成过程：调幅波的性质(a)(b)(c)非正弦波调制波形：调幅波的性质(a)(b)9.2.1调幅波的数学表示式与频谱为了便于分析，首先假设调制信号是简谐振荡，其表示式为：如果用它对载波进行调幅，那么在理想的情况下，已调波的振幅为调幅波的性质因此，已调波表示为：其中根据图也可以得到调幅波的性质ma的数值范围可自0（未调幅）至1（百分百调幅），它的值绝对不应超过1。如果ma>1，将得到包络严重失真的已调波形。调幅波的性质t由图可知，包络波形有一段时间振幅为零，这时的已调波的包络产生严重的失真。这种情形叫过量调幅。这样的已调波经过检波后，不能恢复原来调制信号的波形，而且它所占据的频带较宽，将会对其他电台产生干扰。过量调幅必须尽量避免。调幅波的性质根据调幅波方程，展开得，此式说明：调幅波是由三个不同频率的正弦波组成，其中第一项为未调制的载波；第二项的频率等于载波频率与调制频率之和，叫上边频；第三项的频率等于载波频率与调制频率之差，叫下边频。调幅波的性质调制后的组合频率中，后两个频率显然是由于调制产生的新频率。对于ma的最大值只能等于1，因此边频振幅的最大值不能超过载波振幅的二分之一。以上为单音频信号对载波进行调幅的简单形式。调幅波的性质相对振幅载波下边带上边带当调制信号是包含多个频率的复杂信号时，调幅波中的上边频和下边频就不再是一个，而是组成了所谓的上边带和下边带。设调制信号为：因此调幅波方程为调幅波的性质将调幅波方程展开后：调幅波的性质由于每个单频谱线都对称分布在载波的两边，因此有各单频谱组成的g(

)对称分布在载波的两边，可分别表示为所以，调幅过程实际上是一种频率搬移过程。经过调制后，调制信号的频谱被搬移到载频附近，成为上边带与下边带。调幅波所占的频带宽度等于调制信号最高频率的2倍。调幅波的性质例如，假设最高调制频率为5000Hz，则调幅波的带宽即为10000Hz。为了避免电台之间互相干扰，对不同频段与不同用途的电台所占频带宽度都有严格的规定。例如，过去广播电台允许占用的频带宽度为10kHz。自1978年11月23日起，我国广播电台所允许占用的带宽改为9kHz，亦即最高调制频率限制在4500Hz以内。调幅波的性质为什么广播电台允许占用频带宽度为10kHz：如语音信号的频率主要集中在300~3400Hz范围，所以广播电台播送这样的语音信号，已调波的带宽等于6800Hz，相邻两个电台载波频率的间隔必须大于6800Hz，通常取为10kHz。调幅波的性质图9.2.5所示为非正弦调幅波的频谱对于非正弦调制，调幅峰值与谷值对于载波值可能是不对称的。调幅波的性质对应调幅峰值与谷值的调幅度定义为：例9.2.1设调制信号

(t)为下图所示的矩形脉冲串，脉冲宽度为

，周期为T。试求由它产生的调幅波频谱。调幅波的性质矩形脉冲调制信号波形及频谱波形[解]首先求出矩形脉冲的频谱。适当选取时间坐标原点，使傅立叶级数只包含余弦项，调幅波的性质则傅立叶级数的系数为：由于矩形脉冲值在的区间内为零，因此分子和分母同时乘，则系数表示为：调幅波的性质因此矩形脉冲可展开成如下的无穷级数：其中，。由此可见，各谐波分量振幅是辛格函数的形式，即(sinx)/x形式。用

(t)对载波=V0cos0t进行振幅调制，所产生的已调波包括

0、

0、

02…等频率分量，它们的相对振幅分别与成正比。调幅波的性质因此已调波的频谱如图9.2.7所示。调幅波的性质频谱分量出现零点的条件为：因此出现第一个零点的条件是：由脉冲调幅波频谱可知，从理论上来说，脉冲调幅波频宽为无限大。调幅波的性质实际上，由于高次边频分量迅速下降，一般只考虑第一次零点之前的各分量就够了。其中每一频率分量的间隔为1/T。如此脉冲调幅波频宽度可以近似写为：可见，脉宽

越小，则所占频带越宽。调幅波的性质调幅波中的功率关系普通调幅波中各个频率成分所占有的能量大小可根据帕塞瓦尔公式求得。已调波在电阻R上消耗的平均输出总功率应当等于各个频率成分所消耗的平均功率之和，即等于载波功率P0T和边频功率

之和。载波功率调幅波的性质上下边频的功率：于是，一个周期内调幅波的平均输出总功率为：调幅波的性质对于单周期内调幅波，在未调幅时，在100%调幅时，由此可知，调幅波的输出功率随ma的增大而增加，它所增加的部分是两个边频所产生的功率。由于信号包含在边频带内，因此在调幅制中应尽可能提高ma的值，以增强边带功率，提高传输信号的能力。调幅波的性质在实际传送语言或者音乐时，平均调幅度往往是很小的。假如声音最强时，能使ma

达到100%，那么声音最弱时，ma

就可能比10%还要小。因此，平均调幅度大约只有20~30%。这样，发射机的实际有用信号功率很小，因而整机效率很低。这可以说是调幅制本身固有的缺点。调幅波的性质载波本身并不包含信号，但它的功率却占整个调幅波功率的绝大部分。例如，当；当。从信息传递的观点来看，这一部分载波功率是没有用的。为了传递信息，只要有一个包含信号的边带就够了。这样可以把载波功率和另一个边带的功率都节省下来，同时还能节省50%的频带功率。调幅波的性质9.3非线性调幅方法平方律调幅工作原理：要进行调制，必须利用电子器件的非线性特性。非线性器件—半导体器件、模拟集成电路与电子管图9.3.1表示非线性调制的方框图。非线性器件带通滤波器+将调制信号

与载波

相加后，同时加入非线性器件，然后通过中心频率为

0的带通滤波器取出输出电压

中的调幅波成分

(t)。把图9.3.1表示二极管器件。非线性调幅方法带通滤波器+二极管的输出特性可以表示为：输入电压为将输入电压代入二极管输出特性方程，得到非线性调幅方法其中，各项的物理意义为：非线性调幅方法其中产生调幅作用的项，故称为平方律调幅。滤波后输出电压为：于是，平方律调幅的调幅度为：非线性调幅方法注意调幅度的求解过程[例题]计算调幅度的方法。已知一已调波的电压表达式为计算该调制信号的调幅度。[解]根据调幅定义非线性调幅方法对比给定的已调波电压表达式，得：因此，得：[关键]要记住调幅的表达式以及其展开式。非线性调幅方法平方律调幅总结：1）ma的大小由调制信号电压振幅V

及调制器的特性曲线所决定，亦即由a1、a2所决定。2）通常a2<<a1，因此用这种方法所得到的调幅度不大。为了使电子器件工作于平方律部分，应工作于甲类非线性状态，因此器件的工作效率不高。平方律调幅这种方法主要用于低电平调幅。非线性调幅方法平衡调幅器将两个平方律调幅器按照图9.3.2的对称形式连接，就构成平衡调幅器。非线性调幅方法平衡调幅器的输出电压只有两个上、下边带，没有载波。也就是平衡调幅器的输出是载波被抑制的双边带信号。由于两个二极管是相同的，可以假定它们的特性曲线可以用同一个平方律公式表示。电路中输入电压为：非线性调幅方法根据图中的电压和电流的方向，可以得到输出电压为：显然，输出中没有载波分量，只有上下边带与调制信号。非线性调幅方法在平衡调幅电路中，假定所有的二极管特性都是相同的，电路完全对称，这样输出中才能将载波完全抑制。事实上，电子器件的特性不可能完全相同，电路使用的变压器也不可能对称，因此会有载波漏到输出中去，形成载漏。因此电路中要加平衡装置，以抑制载漏。从平衡调幅器获得的双边带信号中，设法滤除一条边带即为单边带输出，故它是单边带技术中的基本电路。非线性调幅方法斩波调幅工作原理：就是将要传送的信号

(t)通过一个受载波频率

0

控制的开关电路（即斩波电路），以使它的输出波形被“斩”成周期为的脉冲，因而包含及各种谐波分量等。在通过中心频率为

0的带通滤波器，取出所需要的调幅波输出

o(t)，即实现了调幅。非线性调幅方法图9.4.1是斩波调幅器的方框图。其中的开关用开关函数S1(t)来表示。S1(t)是一个振幅等于1、重复频率为的矩形波。非线性调幅方法带通滤波器（中心频率

0

）斩波后的电压

(t)为：由此可得到

(t)为一系列振幅按照

(t)规律变化的矩形脉冲波(c)。非线性调幅方法将S1(t)用傅立叶级数展开，得带入到公式中，即得如果

(t)=V

cost，则

(t)中包含

、

0

、3

0

…等项。如图(d)所示。非线性调幅方法将

(t)通过中心频率为

0的带通滤波器后，即可取出需要的(

0

)项。非线性调幅方法常用对称开关电路如图9.4.3所示。此处开关函数S2(t)为上下对称的方波，它的峰-峰值等于2，如图(c)所示。非线性调幅方法带通滤波器（中心频率

0

）该对称斩波调幅电路对

(t)=V

cost进行斩波后，即获得(d)中斩波输出电压

(t)的波形，最后通过带通滤波器，取出

0

的双边带

o(t)。非线性调幅方法对称开关电路的工作原理：开关函数S2(t)为：其傅立叶展开为：带入到公式中，非线性调幅方法在带入

(t)=V

cost，整理得，非线性调幅方法可见，平衡斩波调幅中没有低频分量，而且高频分量的振幅提高了一倍。经过中心频率为

0的带通滤波器后，同样可得到

0

的双边带输出

o(t)。非线性调幅方法实现斩波调幅的两种电路：二极管电桥电路的开关作用，如图9.4.4所示。非线性调幅方法二极管电桥电路原理：电路中V1m应取得足够大，以使二极管的通断完全由

1(t)控制。当

a>

b时，四个二极管导通，使输出电压

(t)=0；当

a<

b时，四个二极管截止，使输出电压

(t)=

(t)。因此

(t)的波形如图9.4.2(c)所示，因此实现了调幅。非线性调幅方法二极管环形调幅电路：这四个二极管的导通与截止完全由载波电压

1(t)决定。非线性调幅方法当a端为正，b端为负时，二极管D1与D3导通，二极管D2与D4截止。电路等效为：非线性调幅方法当a端为负，b端为正时，二极管D1与D3截止，二极管D2与D4导通。电路等效为：非线性调幅方法这里的二极管D1、D2、D3和D4导即起到平衡斩波电路中双刀双掷开关作用，因此输出电压

(t)波形如下：如此便实现了调幅。非线性调幅方法为了保证以上两种电路中的导通与截止都由载波电压

1(t)决定，就要求它的振幅V1m足够大。通常要求V1m比调制信号峰值电压V

大10倍以上。非线性调幅方法模拟乘法器调幅：乘法器是完成两个信号相乘的器件，其符号如图所示。理想的乘法器输出电压

(t)与输入电压

1(t)，

2(t)的关系为

(t)=KM·

1(t)·

2(t)

其中KM是乘法器的增益。非线性调幅方法模拟乘法器调幅：模拟乘法器是利用非线性器件完成两个模拟信号的相乘运算。数字乘法器是利用数字逻辑器件完成两个数字信号的相乘运算。集成模拟乘法器是一种模拟集成电路，它是以差分放大器为基础构成的信号相乘电路。模拟乘法器主要指标有工作频率、运算精度、载波抑制比、输入信号动态范围等。非线性调幅方法集成电路应用于调制电路，通常是采用模拟乘法器的形式。对于一个简单的模拟乘法器，如下图所示。当输入电压

1与

2很小的时候，它的输出电压为：由于第二项中有

1·

2项，因此称为模拟乘法器。该电路存在缺点：温度漂移不能被抵消；信号

2是单端输入，使用上不方便。非线性调幅方法差分对模拟乘法器原理电路：构成模拟集成电路的基本电路是差分放大器。差分放大器的主要特点是“差模放大、共模抑制”。非线性调幅方法RCRCiC1iC2T1T2

BE1

BE2

1IoT3Re+

2一般情况下，干扰和噪声都是以共模方式输入的，而信号可以人为控制以差模方式输入。所以差分放大器输出端的信号噪声比优于其他放大器。最基本的差分放大器都是由两支性能完全相同的晶体管用恒流源偏置方式构成的。非线性调幅方法为了克服该电路存在缺点，即温度漂移不能被抵消；信号

2是单端输入，使用上不方便等缺点，实用上广泛采用双差分对模拟乘法器。非线性调幅方法RCiC1T1T2＋－

1＋－

oRC＋VCCiC2iC3iC4＋－

2T5T6iC5iC6T3T4RT7T8R1R2只有当输入电压

1与

2同时存在时，电路才有输出

o，这时三者满足。令则存在即模拟乘法器输出为载波被抑制的调幅波，亦即实现了振幅调制。非线性调幅方法当输入信号很大时，输出电压

o的表示式为：式中，V1（或V2）与

1（或

2）的关系曲线如图9.5.2所示。非线性调幅方法当

1（或

2）很小时，V1（或V2）与

1（或

2）呈线性关系，但这个线性放大区是很窄的。当

1足够大时，V1趋近于定值，亦即这时模拟乘法器起限幅作用。从物理意义上来说，这种限幅作用是由输入端基极-发射极的结所产生的。此时模拟乘法器仍起着两个信号相乘的非线性变换作用，只是输出中包含较多谐波成分。因此要在输出端加入中心频率为

0的带通滤波器。非线性调幅方法集成模拟乘法器MC1596(即XFC1596)

集成模拟乘法器MC1596内部结构电路如图9.5.3(a)所示，并列直插式封装的外部管脚分布如图9.5.3(b)所示，利用它构成的实用电路如图9.5.3(b)所示。下面根据图9.5.3(a)和图9.5.3(b)来说明MC1596的工作原理。非线性调幅方法图9.5.3(a)MC1596内部电路

T1T21012T5T6T3T46841235T7T8500WRE500WRERE500W14接－VE或接地非线性调幅方法图9.5.3(b)MC1596管脚分布图与实际电路1234567INxREREINxBIOUTMC1596141312111098－VEOUTINyINy非线性调幅方法模拟乘法器与二极管调制器是目前应用最为广泛的两种调制器电路，由于其工作电平低，因而，统称为低电平调制电路。低电平调制电路的类型很多。非线性调幅方法9.4单边带信号的产生在调幅波的性质中已指出，调幅波所传送的信息是包含在两个边带内的，载波本身不包含任何信息。因此可以将载波抑制，并进一步在抑制一个边带，只让另一个边带发送出去。如此仍具有传递信息的功能，但是频带却大幅度减小。这就是所谓的单边带发送。单边带制在载波电话和短波通信中占有重要的地位，获得了广泛的应用。单边带调制（SSB）单边带调制是仅传送一个边带的调制方法。只传送上边带信号叫上边带调制，只传送下边带信号叫下边带调制。若调制信号为单一频率信号时，上边带调制信号表达式为

下边带调制信号表达式为

单边带信号的产生时域波形和频域的频谱分别如图9.6.01和9.6.02所示。从图中可看出，单边带信号的包络不再反映调制信号的变化规律，但与调制信号幅度的包络形状相同。单边带信号的频率随调制信号频率的不同而不同，也就是说，调制信号频率信息已寄载到已调波的频率之中了。因此可以说单边带调制是振幅和频率都随调制信号改变的调制方式，所以它的抗干扰性能优于AM调制。单边带信号的产生单频调制SSB信号波形图：单边带信号的产生图9.6.01单频调制SSB信号波形图

t单边带调制SSB信号的频谱相对振幅下边带单边带信号的产生相对振幅上边带图9.6.02单边带制SSB信号的频谱单边带通信的优缺点：优点：a）节省频带50%；只发送单个频带信号b）节省发射功率；理论上单个频带可获得全部发射功率c）减轻选择性衰落现象。载波的选择性衰落现象严重缺点：收、发设备比较复杂。要恢复载波，频率稳定度要求高单边带信号的产生产生单边带信号的方法：要获得单边带信号，首先就要产生载波抑制的双边带信号，然后再设法去除一个边带，只让另一个边带发射出去。平衡调幅器、差分对调幅器、斩波调幅器等，都可以获得载波被抑制的双边带信号。单边带信号的产生方法有三种：滤波法、相移法和修正的相移滤波法。单边带信号的产生1）滤波法首先是将载波信号与调制信号相乘获得双边带，之后用带通滤波器取出一个边带，抑制掉另一个边带。这种方法要求滤波器过渡带很陡，当调制信号中的低频分量越丰富时，滤波器的过渡带要求越窄，实现起来就越困难。因此往往要在载频比较低的情况下经过几次滤波取出单边带信号，之后再将载波频率提高到要求的数值。单边带信号的产生对滤波器要求高的原因：两个边带相距很近，要滤除一个边带，通过另一个边带，就必须对滤波器提出很高的要求。例如：设最低调制频率Fmin=300Hz，当载波频率f0

=104Hz时（10kHz），（很低的载波）

两边带相对距离：当载波频率f0

=107Hz时（10MHz），

两边带相对距离：单边带信号的产生通带过宽通带过窄第一载波频率不能取得过高的原因：当载波频率f0

=107Hz时（10MHz），（较高的载波）两边带相对距离：则两边带相对距离过近，滤波器无法滤除一个边带。当载波频率f0

=104Hz时（10kHz），（很低的载波）两边带相对距离：滤波器通频带可能不够宽，引起频率失真。单边带信号的产生由此可见，载频f0既不能太高，也不能太低，一般取为100kHz较佳。为了使载波频率提高到所需要的数值，必须经过多次平衡调幅与滤波，来逐步提高载波频率。单边带信号的产生BM1OSC1

1BM2OSC2

2BM3OSC3

3功放注意：提高单边带载波频率决不能用倍频的方法。因为倍频后，音频信号频率也随着成倍增加，使原来的调制信号变样，产生严重的失真。边带选取的方法：a）只选用上边带，进行升载波处理；b）可以选下边带，进行部分升载波处理。单边带信号的产生单边带发射机方框图：单边带信号的产生低放环形调幅器上边带滤波器低放环形调幅器下边带滤波器相加网络环形调幅器LC滤波器平衡调幅器LC滤波器功放频率合成器第一级载频，混频、经上下边带滤波，在相加网络中混合成两路单边带信号；第二级环形调幅器，并取出253kHz的下边带信号；第三级平衡调幅器，并经LC滤波器取出下边带信号。常用作第一滤波器的有：石英晶体滤波器、陶瓷滤波器、表面声波滤波器等。第二、第三滤波器采用LC调谐回路，即能进行滤波。单边带信号的产生2）相移法相移法是利用移相的方法，消去不需要的边带。单边带信号的产生平衡调幅器A载波90°移相网络平衡调幅器B调制信号90°移相网络载波振荡器合并网络两个平衡调幅器的调制信号电压和载波电压都是互相移相90°。因此如果用

1与

2分别代表这两个调幅器的输出电压，则只取用

与载波振荡电压

0的相乘项，得因此，输出电压为：K为合并网络的电压传输系数；V为平衡调幅器输出电压。单边带信号的产生

3就是所需要的单边带信号。优点：由于它不是依靠滤波器来抑制另一个边带的，所以这种方法原则上能把相距很近的两个边频带分开，而不需要多次重复调制和复杂的滤波器。缺点：这种方法要求调制信号的移相网络和载波的移相网络在整个频带范围内，都要准确地移相90°。这一点在实际很难做到。（条件苛刻）单边带信号的产生输出中对不需要边带的抑制程度表达式：其中

—以90°为准的载波相移误差；

—以90°为准的调制信号相移误差。且假定两个平衡调幅器的输出振幅相等。单边带信号的产生当==0时，抑制度=dB。这是理想的情况，即输出中完全抑制了不需要的边带。当或加大时，抑制度则迅速降低。例如，误差为1°时，抑制度=40dB；误差为10°时，抑制度=21dB。由于这种方法对移相网络元件数值的准确度要求很高，因此在要求对不需要的边带应有高度抑制的正规干线中，反而不如滤波法简单经济。单边带信号的产生3）第三种方法—修正的相移滤波法为了克服相移法存在的缺点，产生了第三种方法—修正的相移滤波法。这种方法所用的90°移相网络工作于固定频率，因而克服了上法的缺点。假定电压幅度为1。平衡调幅器（BM）的有用输出电压为相乘项，因此BM1输出电压为：单边带信号的产生产生单边带信号的第三种方法框图单边带信号的产生BM190°移相网络BM2音频振荡器合并网络低通滤波器低通滤波器BM3BM490°移相网络载波振荡器BM2输出电压为：经低通滤波器滤去上边带(

1+

)项后，得下边带：因此有BM3的输出电压为：单边带信号的产生BM4的输出电压为：最后得到合并网络的输出电压为：上式即为载频

0=

2-

1[或

0=

2+

1]的单边带信号。由于移相网络工作于固定频率

1与

2，制造与维护简单。单边带信号的产生残留边带调幅在单边带调制与双边带调制之间，有一种折中的方法：即残留边带调幅(VSBAM)。与单边带不同之处为它传送被抑制边带的一部分，同时又将被传送边带也抑制掉一部分。为了保证信号无失真的传输，传送边带中被抑制部分和抑制边带中的被传送部分应满足互补对称关系。单边带信号的产生9.5高电平调幅低电平调制电路是相对于高电平调制电路而言的，主要实现DSB波，SSB波，也可以实现AM波。早期实现振幅调制都是在功率级进行的，电平比较高，所以把在功率级完成振幅调制的电路叫做高电平调制电路。高电平调制电路的基本原理是用调制信号控制高频功率放大器的输出实现调幅。通常可以使用效率较高、输出功率大的高频谐振功率放大器为基础构成高电平调幅电路。最常用的方法是对高频谐振功率放大器（简称功放）的供电电压进行调制，功放工作在乙类或者丙类状态，其输出电路对载频调谐，带宽为调制信号带宽的两倍。高电平调幅高电平调制器根据调制信号控制方式的不同，对晶体管而言，高电平调幅又可以分为集电极调幅和基极调幅。其工作原理都是利用改变某一电极的直流电压从而控制集电极高频电流振幅，通过中心频率谐振在载波频率上，带宽为2

max的谐振回路即得到已调幅信号。高电平调幅集电极（阳极）调幅：调制信号控制集电极（阳极）电源电压，以实现调幅。基极（或控制栅极）调幅：调制信号控制基极（控制栅极）电源电压，以实现调幅。高电平调幅1、集电极调幅所谓集电极调幅，就是用调制信号来改变高频功率放大器的集电极（阳极）直流电压，以实现调幅。高电平调幅由图可知，低频调制信号V

cost与直流电源相串联，因此放大器的有效集电极电源电压等于上述两个电压之和，它随调制信号波形而变化。根据第6章得到，在过压状态下，集电极电流的基波分量Icm1随调制信号的波形而变化，于是得到调幅波输出。高电平调幅在放大器工作于过压区时，输出信号的振幅值就等于集电极电源供电电压；如果输出回路调谐在载波角频率

0上，则输出信号为：从而实现了高电平调幅。高电平调幅集电极调幅在调制信号一周期内的各平均功率和效率为：1）集电极有效电源电压供给被调放大器的总平均功率（输入功率）：2）集电极直流电源VCC所提供的平均功率：3）调制信号源所提供的平均功率：高电平调幅4）总的输出功率：5）集电极平均耗散功率：6）集电极平均效率：高电平调幅例9.7.1有一载波输出功率等于15W的集电极被调放大器，它在载波点（未调制时）的集电极效率

T=75%。试求各项功率。[解]直流输入功率：未调制时的集电极耗散功率为：在100%调制时，调幅器供给的调制功率为：高电平调幅边带功率：总输出功率：总输入功率：集电极平均效率：集电极平均耗散功率：高电平调幅可见，此时损耗功率比未调制时增加了50%，选择晶体管时应该以此为准，即应选用PCM>Pcav的晶体管。最大点（调幅峰）的功率与效率为：高电平调幅基极调幅：所谓基极（栅极）调幅，就是用调制信号电压来改变高频功率放大器的基极（栅极）偏压，以实现调幅。高电平调幅低频调制信号电压V

cost与直流偏压VBB相串联，放大器的有效偏压等于这两个电压之和，它随调制信号波形而变化，即VB(t)=

VBB+V

cost。因为VB(t)随调制信号V

cost变化，如果要求放大器的输出电压也随调制信号，则应使输出电压随VB(t)变化。根据第六章图6.3.9可知，在欠压状态下，集电极电流的基波分量Icm1随基极电压呈正比变化。高电平调幅因此集电极回路输出高频电压振幅将随信号的波形而变化，于是得到调幅波输出。由此可知，为了获得有效的调幅，基极调幅电路必须总是工作于欠压状态。基极调幅优点：需要的调制功率小，对整机小型化有利。基极调幅缺点：基极调幅的平均功率不高。注意：高电平调幅电路只能用来产生普通调制信号。高电平调幅9.6包络检波与同步检波解调是从已调波中提取出调制信号的过程，是调制的逆过程。解调又叫检波。振幅调制的解调叫振幅检波。振幅检波像振幅调制一样也是频谱搬移过程，它是把位于载频f0位置的调制信号频谱搬回到零频位置的过程。调幅波的解调（检波）方法有包络检波、同步检波等。图9.9.0中振幅检波器输入信号

s为一个单一频率调制的AM调幅波，它的时域和频域的波形如图9.9.0(a)所示。检波器的输出电压

o是直流和频率为F的低频信号，它的时域和频域的波形如图9.9.0(b)所示。包络检波与同步检波

图9.9.0振幅检波(a)AM调幅波及其频谱；(b)检波输出波形及其频谱振幅检波器

o0tkdVm0(直流)kdmaVm0cosWt(调制信号)

o＝kdVm0(1＋macosWt)

s0tWw0

s＝Vm0(1＋macosWt)cosw0tw0Vo(w)kdVm0kdmaVm0W(b)包络检波与同步检波w0Vs(w)Vm0maVm0w02maVm02w0－Ww0＋W(a)包络检波工作原理：要从AM调幅波中提取振幅变化的信息，可以首先将AM调幅波变成单极性信号，之后再从单极性信号中取出它的平均值或峰值。例如已调波信号为：包络检波与同步检波把

s(t)乘以单向开关函数S1(t)得到的就是单极性信号包络检波与同步检波

LPF

s

oMS1(t)图9.9.1平均包络检波器框图与各点信号波形0w00(b)ww4w02w0w0W低通滤波器幅频特性VM(w)S1(w)Vs(w)w0－Ww0＋Ww0w03w05w0(a)

s0S1(t)10

MtttWw00包络检波与同步检波另外一种包络检波方法是将单极性信号通过电阻和电容组成的惰性网络，取出单极性信号的峰值信息，这种包络检波器叫峰值包络检波器。最常用的是二极管峰值包络检波器，如图9.9.2(a)所示。包络检波与同步检波电路中，R为负载电阻，其数值较大；C为负载电容，它的数值应选取得在高频时，其阻抗远小于R，可视为短路；而在调制频率（低频）时，其阻抗远大于R，可视为开路。此时输入的高频信号电压

i较大。由于负载电容C的高频阻抗很小，因此高频电压大部分加到二极管D上。包络检波与同步检波0t

o(b)

i0充放电波形tw0W图9.9.2峰值包络检波器工作原理包络检波与同步检波图中输入信号

i为AM调幅波，RC并联网络两端的电压为输出电压

c，二极管VD两端电压

d=

i–

c。当

d>0时，二极管导通，信源

s通过二极管对电容C充电，充电的时间常数约等于RdC。由于二极管导通电阻Rd很小，因此电容上的电压迅速达到信源电压

i的幅值。当

d<0时，二极管截止，电容C通过电阻R放电。若选取RC的数值满足：包络检波与同步检波在高频信号的正半周，二极管导通，并对电容器C充电。由于二极管导通时的内阻很小，所以充电电流iD很大，充电方向如图9.9.2(a)所示，使电容器上的电压

c在很短时间内就接近高频电压的最大值。这个电压建立后通过信号源电路，又反向地加到二极管D的两端。这时二极管导通与否，由电容器C上的电压

c和输入信号电压

i共同决定。包络检波与同步检波当高频电压由最大值下降到小于电容器上的电压时，二极管截止，电容器就会通过负载电阻R放电。由于放电时间常数RC远大于高频电压的周期，故放电很慢。当电容器上的电压下降不多时，高频第二个正半周期的电压又超过二极管上的负压，使二极管又导通。图9.9.2(b)中t1到t2的时间为二极管导通时间，在此时间内又对电容器充电，电容器上的电压又迅速接近第二个高频电压的最大值。包络检波与同步检波设二极管VD两端电压

d=

i–

c当下降到重新出现

d>0时，二极管又导通，电容又被充电到

s的幅值；当再次现出

d<0时，二极管再截止，电容再通过电阻放电。如此充电、放电反复进行，在电容两端就可得到一个接近输入信号峰值的低频信号，再经过滤波平滑，去掉叠加在上面的高频纹波，得到的就是调制信号。充放电过程如图9.9.2(b)所示。包络检波与同步检波只要适当选择RC和二极管D，以使充电时间常数RdC足够小，充电很快；而放电时间常数RC足够大，放电很慢（RdC<<

RC），就可使C两端的电压

c的幅度与输入电压

i的幅度相当接近，即传输系数接近1。另一方面，电压

c虽然有些起伏不平（锯齿形），但因正向导电时间很短，放电时间常数又远大于高频电压周期（放电时

c基本不变），所以输出电压

c的起伏很小，可看成与高频调幅包络基本一致。包络检波与同步检波因此这个过程叫做峰值包络检波。由此可见，大信号的检波过程，主要是利用二极管的单向导电性和检波负载RC的充放电过程实现。二极管峰值包络检波器是大信号检波器。在检波过程中二极管处于导通或截止两种状态，所以二极管特性曲线可以用折线近似。包络检波与同步检波包络检波器的质量指标包络检波器的质量指标主要有电压传输系数、输入阻抗和检波失真。1.电压传输系数（检波效率）Kd电压传输系数Kd又叫检波效率。包络检波器的电压传输系数Kd定义为检波器输出的低频电压幅值与输入高频电压幅值之比。电压传输系数越高，说明检波器的检波效率越高。包络检波与同步检波具体表示为：此处Vim为调幅波的载波振幅。式中，

为电流通角，其值为：此处，R为检波器负载电阻；Rd为检波器内阻。大信号检波的电压传输系数Kd是不随信号电压而变化的常数，仅取决于二极管内阻Rd与负载电阻R的比值。包络检波与同步检波当R>>Rd时，

0，cos

1，即检波效率Kd接近于1。这是包络检波的主要优点。包络检波与同步检波000p2p

折线法二极管电路输出状态证明Kdcos

由折线法二极管电路输出状态图可得到：包络检波与同步检波2.等效输入电阻Rid检波器的输入阻抗Zin=Rin+jXin。由于检波器前级是中频放大器(如图9.9.3所示)，检波器输入阻抗就是中频放大器的负载，其大小直接影响中频放大器的性能。检波器输入阻抗越大，检波器对中频放大器的影响越小。包络检波与同步检波中频放大器

iZin振幅检波器

o中频调谐回路fsfiW

图9.9.3检波器与中频放大器的级联检波器输入阻抗中的电抗分量可以归入中频放大器的中频谐振回路，作为回路的一部分考虑；输入电阻分量直接影响中频谐振回路的质量因数和放大器负载的轻重。输入电阻越大，谐振回路质量因数越大，带宽越窄，放大器负载越轻；输入电阻越小，谐振回路质量因数越小，带宽越宽，放大器的负载越重。包络检波与同步检波检波器的输入电阻Rid等于输入高频电压振幅Vim与二极管高频电流id中的基波分量幅度Iim之比，即由于二极管电流id只在高频信号电压为正峰值的一小段时间通过，电流通角

很小，因此它的基频电流振幅为：式中I0为平均直流电流。包络检波与同步检波另一方面，负载R两端的平均电压为KdVim，因此平均电流：因此，得等效输入电阻为：由于二极管输入电阻的影响，使输入谐振回路的Q降低，消耗一些高频功率。这是二极管检波器的主要缺点。包络检波与同步检波3.检波失真是指检波器输出电压与输入调幅波的调制信号相似程度。检波失真包括线性失真和非线性失真。线性失真又叫频率失真，它是由于检波器带宽不够或带内增益的起伏而引起的失真。这种失真会使调制信号中各频率分量的比例关系发生变化。非线性失真是由于检波特性的非线性而引起的失真，这种失真会产生调制信号的谐波分量和各调制频率间的组合频率分量。描述这种失真的大小通常用非线性失真系数表示。包络检波与同步检波峰值包络检波失真：峰值包络检波器由于二极管特性曲线弯曲、元件参数选择不当等原因会产生失真。这种失真表现在峰值包络检波器的输出波形与调幅波包络线的形状之间有些差别。产生的失真主要有：惰性失真（inertiadistortion）；负峰切割失真（negationpeakclippingdistortion）；非线性失真和频率失真。包络检波与同步检波1）惰性失真（对角线切割失真）这种失真是由于负载电阻R与负载电容C的时间常数RC太大所引起的。这时电容C上的电荷不能很快地随调幅波包络变化。为了提高电压传输系数和减少检波特性的非线性引起的失真，必须加大电阻R。而电阻R越大，时间常数RC越大，在二极管截止期间电容放电速率越小。当电容器放电速率低于输入电压包络的变化速率时，电容器上的电压就不再能跟随包络的变化，从而出现失真。包络检波与同步检波在调幅波包络下降时，由于RC时间常数太大，在图中t1~t2时间内，输入信号电压

i总是低于电容C上的电压

c，二极管始终处于截止状态，输出电压不受输入信号电压控制，而是取决于RC的放电。包络检波与同步检波0tt1t2

c

s

i只有当输入信号电压的振幅重新超过输出电压时，二极管才重新导电。这个非线性失真是由于C的惰性太大引起的，所以称为惰性失真。为了防止惰性失真，只要适当选择RC的数值，使C的放电加快，能跟上高频信号电压包络的变化就可以，即电容器的放电速率始终比输入信号包络的变化速率高。包络检波与同步检波不产生惰性失真的条件：若输入高频调幅波振幅按下式变化：则其变化速度为：电容器C通过电阻R放电，放电时通过C的电流ic应等于通过R的电流iR。而包络检波与同步检波所以当电流ic=iR时，对于大信号检波而言，Kd1，所以在二极管停止导电的瞬间，

c

V´im，故存在令包络检波与同步检波显然，要不产生失真，必须使A<1（

），即

c的变化速度比高频电压包络变化的速度快。式中可见A值是t的函数。在t为某一数值时，A值最大，等于Amax，只要Amax<1，则不管t为值，都不会发生惰性失真。将A值对t求导数，并令，可以求得包络检波与同步检波

是低频角频率，它包含一个频带范围。当

=

max时，Amax值最大。为了保证在

=

max时也不产生频率失真，必须满足：上式就是不产生惰性失真的条件，

max是被检信号的最高角频率。包络检波与同步检波由上式可见，ma越大，则RC时间常数应该选择得越小。这是由于ma越大，高频信号包络变化越快，所以RC时间常数需要小些，以缩短放电时间，才能跟得上包络的变化。同样，当最高调制角频率

max加大时，高频信号包络变化也加快，所以RC时间常数也应该相应缩短。当ma=0.8时，得

maxRC

0.75通常，对应最高调制角频率的调制系数很少达到0.8，因此在工程上可按下式计算：包络检波与同步检波2）负峰切割失真（底边切割失真）这种失真是由于检波器的直流负载电阻R与交流（音频）负载电阻不相等，而且调幅度ma又相当大时引起的。检波器与下级电路级联时，往往下级只取用检波器输出的交流电压，故在检波器输出端串接隔直流电容CC包络检波与同步检波图9.9.3考虑耦合电容和低放输入电阻的检波电路检波器电路通过耦合电容Cc与输入电阻为ri2的低频放大器相连。Cc的容量较大，对音频来说，可以认为是短路。因此交流负载电阻R

等于直流负载电阻R与ri2的并联值，即由于交、直流负载电阻不同，有可能产生失真。这种失真通常使检波器音频输出电压的负峰被切割，因此称为负峰切割失真。包络检波与同步检波负峰切割失真产生原因：造成交、直流负载电阻不同的原因是隔直电容Cc的存在。在稳定状态下，Cc上有一个直流电压Vc，其大小近似等于输入高频电压的振幅Vim，即Vc

Vim。由于Cc容量较大（几微法），在音频一周内，其上电压Vc基本上不变，所以可把它看做一个直流电源。它在电阻R和ri2上产生分压，如图9.9.4所示。包络检波与同步检波电阻R上产生的偏压为：此电压对二极管而言是负的。包络检波与同步检波IDoI1I00tt0

图9.9.4负峰切割失真波形当输入调幅波的调制系数ma较小时，这个电压的存在不致影响二极管的工作。当调制系数ma较大时，输入调幅波低频包络的负半周可能低于VR，在这期间二极管将截止。直至输入调幅波包络的负半周变到大于VR时，二极管才能恢复正常工作。因此，产生了如图9.9.4所示的波形失真，它将输出低频电压负峰切割。包络检波与同步检波显然，ri2越小，则VR分压值越大，这种失真越愈易产生；另外，ma越大，则maVim（调幅波振幅）越大，这种失真也越愈易产生。要防止这种失真，必须满足：所以上式就是不产生负峰切割失真的条件。包络检波与同步检波应该对R

和R的差别提出要求当ma=0.8~0.9时，R

和R的差别不应该超过10%~20%。R越大，这个条件越难满足。因此直流负载电阻R的选择还受负峰切割失真的限制。通常R取5~10k。实际电路中，为防止出现负峰切割失真，常采用分负载方法，即将直流负载R分为R1和R2两个部分，通常包络检波与同步检波3）非线性失真这种失真是由检波二极管伏安特性曲线的非线性引起的。这时检波器的输出音频电压不能完全和调幅波的包络成正比。但如果负载电阻R选得足够大，则检波管非线性特性影响越小，它所引起的非线性失真即可以忽略。因此电阻R应选取足够大，以减小检波特性非线性引起的失真。包络检波与同步检波由于二极管的伏安特性是指数曲线，二极管的内阻Rd随二极管两端的电压

d的增加而减小，因此输出电压

C就会随Rd的减小而增加，检波特性就会随输入电压幅度Vim的增加而向上翘，如图9.9.5所示。包络检波与同步检波VC0VimRKd＝1图9.9.5二极管检波特性

4）频率失真这种失真是由于图9.9.3中的耦合电容Cc和滤波电容C所引起的。Cc的存在主要影响检波的下限频率

min。为使频率为

min时，Cc上的电压降不大，不产生频率失真，必须满足下列条件：包络检波与同步检波电容C的容抗应在上限频率

max时，不产生旁路作用，即它应满足下列条件：在通常的音频范围内，上面两式是容易满足的。一般Cc约为几个

F，C约为0.01

F实际电路中，为更好地滤波，也将负载电容分成C1和C2两部分。包络检波与同步检波

图9.9.6二极管峰值包络检波器包络检波与同步检波＋－iD

ABCABIDoI0RI1RL

o

AB0tt0

oCC＋－＋－

图9.9.7是一个实际的二极管峰值包络检波器电路。前级中频放大器提供的是载频为465kHz的AM调幅波。L1C组成中频调谐回路，调谐在465kHz。通过互感耦合在L2两端取得检波器的输入电压

。检波二极管应当选取正向特性线性好，正向电阻小，反向电阻大，结电容小的晶体二极管。硅管正向特性较差，面结合型晶体二极管结电容较大，故一般检波器选用点接触锗二极管。图示电路选用点接触锗二极管2AP9。包络检波与同步检波图9.9.7二极管峰值包络检波器实际电路CL1－EC－＋L2

2AP9C10.01mFR1500WC20.01mFC4R310kWC530mF0.01mF至自动增益控制R475kW－6V5.1kWC380mF－＋

oR2RL包络检波与同步检波并联型包络检波器由于二极管峰值包络检波器电路的信源、二极管和负载三者串联，所以又把它叫做串联型二极管包络检波器。对于信源、二极管和负载三者并联构成的检波器电路叫并联型二极管检波器，如图9.9.8所示。包络检波与同步检波由于输入是等幅高频信号，电容C2上电压近似是直流，因此能量守恒方程式可列为因为V

≈VC

，输入电阻则为

包络检波与同步检波图9.9.8并联型二极管检波器C1L＋ECC2＋－

s＋－

CVD＋－

DRR1C3CCRL

o充电放电包络检波与同步检波图9.9.8并联检波器电压关系tt000

C

D

ot包络检波与同步检波[例1]图9.9.9是某收音机二极管检波器的实际电路。低频电压由电位器R2引出（音量控制）。C1R1和C2R2组成检波负载，取出低频分量，滤除高频分量。电阻R3´和R4是确定自动增益控制受控工作点电流的基极分压电阻。电阻R3和R4也是供给二极管固定偏压的分压电阻。试确定各元件的值。[解]1）二极管的选择包络检波与同步检波选用点接触型二极管2AP9。导通时的电阻Rd约为100，总等效电容Cd约为1pF。包络检波与同步检波选用点接触型二极管2AP9。导通时的电阻Rd约为100，总等效电容Cd约为1pF。2）电阻R1和R2

的确定检波器后的低频放大器总输入电阻ri2为2~5k。因此为了满足条件，直流电阻R=R1+R2不能选得太大，一般选R=5~10k。根据分负载条件，现取R2=5.1k，R1=0.1R2=510，ri2=3k

交流电阻为包络检波与同步检波所以，可以得到防止负峰切割失真的条件：如果二极管2AP9导通时的电阻Rd

100，等效输入阻抗为：包络检波与同步检波3）负载电容C1和C2

的确定从不产生惰性失真的条件出发，即取

max=2

Fmax=2

4.5103（对于一般收音机来说，最高频率Fmax=4500Hz），C1和C2

都可以采用0.01

F。包络检波与同步检波[例2]下面电路中，若要求等效输入电阻Rid5k且不产生惰性失真和负峰切割失真，试选择和计算检波器各元件的参数值。已知调制频率F=300~3000Hz；信号频率fi=465Hz，Rd

100，ri2=2k。包络检波与同步检波[解]直流负载电阻R=R1+R22Rid10k（因为Rid

R/2）1）不产生惰性失真的条件即因此，C1和C2可以取0.008

F。2）不产生负峰切割失真的条件包络检波与同步检波取ma=0.3，则R

>0.3R=3k

根据分负载的条件，，可以取

R2=5k，R1=0.2R2=1k，且已知ri2=2k，则交流电阻为最后，CC的阻抗在时应可以忽略，即，解得包络检波与同步检波同步检波器用于对载波抑制的双边带或单边带信号进行解调。它的特点是必须外加一个频率和相位都与被抑制的载波相同的电压。同步检波的名称就由此而来。同步检波有两种形式：一种是乘积型同步检波，另一种是叠加型同步检波。包络检波与同步检波1.乘积型同步检波外加载波信号电压与接收信号在同步检波器中相乘，经低通滤波器后，检出原调制信号。在频域，振幅检波是频谱搬移。若信源是双边带信号：

1=V1mcos

t·cos

1t本地载波电压信号

0=V0cos(

0t+

)包络检波与同步检波本地载波的角频率

0准确地等于输入信号载波的角频率

1，即