两重交错Buck变换器控制系统的设计与实现

第1章绪论本章主要介绍了两重交错Buck变换器的研究背景及意义、两重交错Buck变换器的国内外研究现状。对研究课题进行深入了解和分析是开展研究工作的重要前提，本次研究在大量查阅相关文献资料的基础上，梳理相关研究结论和研究方法。1.1课题研究背景在电力工业全面发展的时代，现代社会对电能质量的要求不断提升，特别是微处理器对供电模块性能的高要求。电力电子技术在第三次工业革命后迎来全面发展，广泛应用于计算机、电力、通信等领域。在这个过程中，开关功率变换器作为基础元件，一直是学术研究和应用的焦点。近年来，随着电子设备的微型化和功率需求的提升，开关功率变换器控制技术发生了质的飞跃，数字调制模式和电压调制模式的组合趋势逐渐显现，有效提升了变换器的动态性能。末期的80年代，计算机技术与电力技术的融合推动了开关电源的发展，满足了计算机电源的迭代需求。90年代，开关电源在家电、电子、电气设备等领域广泛应用，尤其降压式成为最快、最成熟、最广泛应用的类型。Buck电路作为DC-DC变换器的重要拓扑结构，在功率提升的背景下，通过并联方式有效提升功率等级，特别是采用两相交错方式，可以降低开关管的电流，减小输出电路纹波，延长使用寿命，提高转换效率[1]。1.2选题的意义电子技术快速发展，电子设备不断涌现，对电源性能的要求也在提高。传统晶体管串联调整稳压电源，尽管经过数十年发展成熟，但静态损耗大、需要散热器、增加变压器重量等问题限制了其应用。相反，开关电源作为现代电子产品领域的主流，通过开关器件控制电流，有效解决了传统电源的缺陷，提高了效率。在中国，开关电源技术逐渐普及，对性能的要求也不断提高，高效率、高可靠性和高功率密度成为发展趋势[2]。1.3国内外研究现状随着电力电子技术的发展，开关电源广泛应用于各类电子设备。电源变小、功率增大、电流增大，电源变得更轻、更薄、更小、更有效。开关电源逐渐取代线性电源成为主流。近年来，两重交错Buck变换器在高压大功率场合得到广泛应用，解决了单相Buck变换器存在的问题，提高了纹波频率，改善了输出纹波，使得滤波电感和电容减小，瞬态响应得到提升。1.4总结通过对电力电子技术的背景、选题意义和研究现状的综合分析，可以看出，Buck变换器在现代电源领域具有重要作用。特别是两重交错Buck变换器的研究，对提高功率密度、降低纹波、改善电源性能具有重要意义。在电子技术快速发展的今天，对电源的高效、小型化要求愈发明显，Buck变换器的研究将在未来发挥更为重要的作用。

第2章两重交错Buck变换器的工作原理和驱动方法2.1两重交错Buck变换器的基本组成图2.1是两重交错Buck电路原理图，从图中可以看出，两重交错Buck变换器是在单重Buck变换器的基础上进行叠加的。输出电容C1的充电电流由相同的2个并联变换器的输出电感L1和L2图2-1两重交错Buck电路原理图如果2个开关由相同的PWM信号驱动，那么L1和L2是并联的，因此获得一个Buck变换器，能够有效减小输出电感，不过每个开关经过的电流只能达到50%；驱动开关采用的是错相PWM信号，即PWM1和PWM2，相位相差2πn，因为电感电流处于不间断运行状态，因此在Buck变换器运行时，开关Q接通后滤波电感开始升高；断开Q时，滤波电感开始减少。如公式2−1、2−2所示：∆∆在1个周期内如公式2−3所示：∆则单个Buck模块滤波电感电流变化量如公式2−4所示：∆为求模块并联后总的电流变化量，首先将IL1和IL2叠加，可知叠加后电流如公式∆为使其有意义，可得公式2−6：1−2D≥0#即为公式2−7：D≤0.5#在CCM运行模式的两个交错并联Buck变换器形成并联状态时，总输出电流纹波通常低于单一模块。综合分析，当CCM模式处于并联运行状态下，其中每个Buck变换器均呈现2个特征。(1)和单一模块对比，并联交错模块数量往往和电流纹波降低的幅度成正比，也可以理解为并联交错模块数量与其造成的效果成正比；(2)N值为任意数值，当占空比D接近于0或接近于1时，交错造成的纹波幅值降低效果均不明显，而当D接近于0.5时，纹波幅值降低效果最为明显。2.2两重交错Buck变换器的运行原理本文研究的是两重交错Buck变换器，也是研究两重交错Buck变换器最基本的电路，与普通Buck变换器相似，即在单重Buck变换器的基础上进行叠加。两个相同Buck三相载波相差180°，起到纹波减小作用。本文以两重交错Buck变换器的运行原理为基础，设计驱动电路的仿真及所需的电压，电流双闭环控制系统。2.3两重交错Buck变换器驱动电路的仿真设计根据两重交错Buck变换器的运行原理用Matlab中Simulink进行仿真。仿真参数为：输入电压350−400V，输出电压200−300V。如图2.2所示，驱动部分为载波调节，此电路应用的是三角波。三角波是一种波形为三角形的非正弦波，它是一个实函数，具有周期性（周期为10KHZ）和分段连续性[4]图2-2驱动电路仿真图常数（Constant）模块：产生1个常数，该常数可以是实数，也能够是复数。此处常数为输出电压200V/输入电压400V等于0.5。驱动脉冲波形图如图2.3所示。图2-3驱动电路G1、G开环仿真结果如图2.4所示，此仿真模型为两相交错并联，即一个周期里载波波形图波峰波谷错开180°图2-4开环仿真结果图如图2.5所示，两重交错Buck开环仿真模型是在单重Buck变换器基础上，由2个单独的Buck变换器并联而成。包含2个开关管、2个电感、2个二极管、电容、电阻。图2-5两重交错Buck开环仿真模型第3章两重交错Buck电路性能分析3.1两重交错Buck电路的工作过程分析随着大功率变流器的相继更新，变流器设备的可靠性必须提高。为了解决负载和高功率的矛盾，转换器形成并联状态。在研发初期，交错技术在VRM电路开始发挥作用。这也是其在高电流和低电压电源领域的首次亮相，上述模式均属于并联状态，基于此其中的负载电流始终处于平衡状态，单相电流在总电流中的占比较小，交错控制可以理解为使电流错开相位，并产生重叠的效果，此举能够有效降低电流纹波。这种效果和开关频率存在紧密关联性，能够有效降低功率管的整体损耗，延长使用寿命。通过结合几个相位，可以在不增加任何一个相位的频率的情况下实现高频率。其效果与降低单相的开关频率相同，可以减少功率管的开关损耗，提高整体系统效率[5]。多相并联将驱动信号错开，从而达到合理调节和控制的目的，此种运行模式可以归属为并联方式的一种。设定n个电路处于交错状态，并处于相同频率下运行，每一个开关管的导通时间顺序都会有一个相角的变化。为了更好地理解这种运行模式，可以用两相电路并联时的3种工作情况为例进行详细分析。在第一种情况下，当两条线的驱动信号同时打开或关闭时，运行状况与单支路基本相同。在第二种情况下，两个分支的驱动信号相互补充，工作状态相差180度。然而，两个分支的驱动信号的频率是不同的，它们的电流相互抵消。当频率不同时，两个激励信号的相位叠加是随机和不规则的。在第三种情况下，即第二种情况，相位驱动的频率是同步的，但相位仍然相互抵消。在这种模式下，会形成相位高峰和低谷，输出信号的形状会明显退化。此外，总输出电流纹波是单个相位的两倍，总输出电流纹波的峰值与单个相位相同。交错并联的方法只减少了总纹波，而没有减少单个相位的纹波[6]。负载总电流以及相电感的电流波形，明确各个开关驱动信号波形，如图3-1说明，当电感电流处于叠加状态后，会降低整体输出电流纹波，可得到公式3−1：δ=式中nc图3-1理想电感电流和驱动信号通过变换器若干项电感电流峰值的数值作为参考依据，变换器的运行方式通常分为连续模式和断续模式。出于研究和分析交错并联变换器运行原理的目的，在设定多相电感保持稳定状态时，同时需要设定其电感器的充放电线全部属于线性。该变换器的各个分支元件均为理想元件，在进行分析时可以忽略其寄生参数。变换器工作于一个周期内循环，其连续模式工作状态可分成4种状态，见图3-2、3.3、3.4、3.5。为便于分析，首先对Q1开关管中的任一时刻为起点进行了细致的分析。（1）模态1：t0−t1（2）模态2：t1−t2（3）模态3：t2−t3图3-4给出了第三个时间区段，开关Q2闭合，给L2电感充电。开关（4）模态4：t3−t4在第四个时间区段上，两个开关Q1和Q2都断开的，如图3-5所示。电感L1和L2分别通过二极管D1和D2给负载放电。在以上图中，展示了占空比小于图3-2模态1：t图3-3模态2：t图3-4模态3：t图3-5模态4：t3.2两重交错Buck电路的电流纹波推导分析结合上述对两相交错并联变换器工作原理的分析，模态1（图3-2）的工作状态方程如3−2所示：d由公式3−2可以得到，两相电感纹波电流如公式3−3所示：∆那么叠加后总的电流纹波如公式3−4：∆在图3-3模态2工作状态的方程如下3−5所示：d由公式3−5可得，∆i1和∆i∆则可以得到系统电路总的输出电流纹波大小如公式3−7所示：∆在图3-4模态3工作状态的方程如公式3−8所示：d由公式3−8可得，∆i1和∆i∆则电路系统总的输出电流纹波大小如公式3−10所示：∆模态4（图3-5）的工作状态方程式与公式(2-5)一致。由上述分析可知，每一相电感流过的电流纹波和叠加后变换器总的输出电流纹波大小如公式3−11所示：∆假设两路的电感值相匹配，得到两相位Buck变换器的最后输出电流纹波为单相位Buck电路的K倍，为公式3−12：K=为了能使公式3−12有实际意义，则必须要求公式中1-2D≥0，即占空比D≤0.5。通过上文推导不难发现，两相位变换器运行过程中其实可以理解为从模式1到模式4的重复循环。在任意周期中，始终存在电感处于充电状态，而另一个电感始终处于放电状态。在此过程中，电流纹波的纹波和单相电感电流纹波频率相同。但在周期中出现两个电感的情况，从而造成输出电流纹波频率是前者的两倍，即2f1上述分析为占空比D≤0.5的情形，类似可以分析推导D≥0.5的工作状态。通过上面的理论分析，则两相位交错Buck的总输出电流纹波如公式3−13所示：∆

第4章两重交错Buck变换器的控制4.1控制电路的仿真设计在Simulink中搭建两重交错并联Buck电路的仿真模型（如图4.1），功率开关S使用Mosfet。图4-1两重交错Buck闭环仿真模型主电路部分与两重交错Buck开环仿真模型完全相同，在单重Buck变换器基础上，由2个单独的Buck变换器并联而成[7]。包含2个开关管、2个电感、2个二极管、电容、电阻。在控制电路中，添加了两个控制环：电压控制环，用来控制输入电压、采集输入电压V0与常数200图4-2控制电路的仿真如图4.2所示，控制电路仿真模型由电压环、电流环、占空比载波调制组成。图4-3双环仿真结果图如图4.3所示，电感电流波形图是两重交错的，电感电流纹波相互抵消，波峰波谷相对应，达到预期想法。4.2电压、电流控制环的设计与仿真遵循自动控制原理，开关变换器的输出电压必须保持稳定且满足用户需求。闭环控制系统通过增加负反馈输出电压来确保稳定状态。误差放大器将存在的偏差电压与参考数值进行对比，输出的调制信号控制功率开关管的导通和关断，使输出电压跟随参考电压。PID控制器基于控制偏差，调节控制量实现输出量对输入变化的跟随。PID控制在闭环系统中广泛应用，尤其在需要构建数学模型的场景中表现出快速调节参数、稳定性良好的特性。PID控制系统原理框图如图4.4所示。图4-4PID控制原理图比例（P）控制比例控制是一种最为简单的控制方式，它是利用将误差信号成比例地得到控制信号。其控制规律如公式4−1所示：u式中：Kp比例调节器的特性是动态响应比较快的，当偏差信号et出现时，调节器会立刻进行控制作用，由于闭环控制中采用了负反馈，导致被控制量降低偏差过程中出现不同程度的变化，控制作用往往与比例数Kp比例积分（PI）控制为了有效提升闭环控制效率，并最大限度消除稳态误差，需要结合比例控制规律，从而形成比例积分控制规律。其控制规律如4−2所示：u式中：KpT1PI调节器有一个积分控制，可能会发生累积或积分偏差，当发生偏差时，控制量根据公式4−2发生改变。在调整积分时间参数时，同样能够对其强度进行调整，以提高积分时间常数的方式，能够起到有效延长系统消除稳态误差的时长，此举能够降低系统的超调现象，进而优化和改善闭环控制系统的性能。比例积分微分（PID）控制在PI控制规律中，其主要通过降低系统响应时间作为稳定误差的代价。处于提升系统响应速度的目的，可融入微分控制规律，这种方法能够提升系统根据误差变化采取反应的速度，同时也可以通过微分控制达到对偏差信号趋势的控制。PID的控制规律如公式4−3所示：ut式中：KpT1TD从公式4−3可以看出，通常偏差信号的变化率和反馈系统的控制量成正比，如果加入微分控制，将会有效降低系统超调现象，提升系统的整体响应速度，进而起到全面优化系统性能的效果。图4-5两相交错并联buck的闭环模型图如图4.5所示是两相交错并联buck的闭环模型图，为验证控制环的抗干扰性，针对两个工况进行仿真模拟，一个是启动工况，一个是负载切换（半载切满载），仿真结果如图所示：图4-6仿真结果图如图4-6所示，启动工况条件下，输出电压从0到达稳态值经过0.05s，在启动过程中输出电压有少许超调，超调大小为11.2V，约占稳态值的5.6%。由于硬件设上，考虑了电压及电流器件的应力冗余，开关器件往往比额定值大一倍，因此满足条件。在0.45s时，输出功率由半载切换至满载，对于输出电压而言，突加负载使输出电压发生急速跌落，幅值大概为60V，但只经过0.05s经过控制环调节又恢复至稳态值，动态响应良好，具有较好的抗干扰力。假设交错并联Buck变换器控制电路中锯齿波的幅值Um=2.4V（如选用核心控制芯片SG3525，其锯齿波的幅值即为2.4V），参考电压与输出电压相同为12V。可得公式4−4、4−5GH并且令Gs=1，结合式4−2G将有关参数带入式∆Io=G其对应的Bode图如图4.7所示。由Bode图可知，幅值穿越频率ωc=3.35×104rads，相位裕量φm图4-7原始系统开环传递函数Bode图从开环系统Bode图（图4.7），根据P控制器的特点，在此过程中增加控制器，能够有效降低系统出现辐频现象，同时能够达到向下移动整条曲线的效果，从而有效降低穿越频率。不过如果曲线下移势必会造成穿越频率的减小，相位裕量也会随之下降。加入PID控制器后的闭环仿真模型。电阻设置为12Ω，参考电压为12V，锯齿波峰值电压设为2.4V，周期为5×10−5s。仿真时间为0.02s，仿真算法PID控制设备设置只是发挥比例P的效果，同时对比例增益P造成不同程度的影响，进而获得输出电压波形。通过图4.8和图4.9不难发现，当放大系数P时，能够有效降低其中的偏差，提升系统的响应效率，当电压设置为12V时，通过仿真结果反映比例增益的增加会有效降低输出电压和输入电压间的误差，从而提升系统的整体响应效率。而系统输出超调同样和振荡作用同步加大或缩小，基于自控控制理论发现，增益的增加能够降低系统的稳态误差，但无法从根本上消除误差。如果增益过大势必导致系统稳定性受到影响。本次研究中以调节比例增益的方式与设计预期目标不符，基于此，必须和其他控制规律共同结合才能发挥作用。图4-8不同比例系数下的输出电压波形图4-9图4-3中局部放大图PI控制器的控制规律见式4−1，PI控制设备中积分能够取代网络传递的惯性步骤，从而能有效提升系统误差。再加上其属于半平面开环零点，能够中和和淡化PI极点造成系统的不利影响。一旦积分时间参数无穷大，能够最大限度降低积分对系统的消极影响，因此其能够在不对系统稳定性造成明显影响的前提下，有效降低系统稳态误差。围绕PI控制设备的参数调整和处理时发现，当积分增益确定的条件下，比例增益超调量对系统造成的直接影响，合理调整比例增益能得到若干种积分增益条件下的输出电压波形，如图4.10图4.11所示。通过仿真结果表明调节设备以PI控制器为主，当系统处于单独比例控制的状态下，动态响应效率符合系统要求，不过势必存在一定误差，进而导致P调节器积分增益不断增加，一旦增益超过极限，极易造成系统出现振荡现象，如果积分增益不足，却会造成系统排除静态误差耗时过长，在实际应用时，通常以“试凑法”对输出响应进行测试。图4-10不同积分系数时输出电压波形图4-11图4-5中局部放大图在考虑负载变化情况的条件下，将仿真时间设置为0.5s，在0.2s处负载由满载变成了半载，0.35s处负载从半载变到满载。由于换载时输出电压的峰峰值较大，故对电容大小进行了适当的调整，C=2×10−3F。最后得出了一组较为理想的参数P=0.08，I=40。对应的仿真输出电压波形如图4.12所示，如图4.13所示为输出电流波形。从图中放大部分可以看出它的输出电压纹波电压为40mV，换载时电压峰峰值为0.4V，达到了设计的要求。当输入电压为48V（±10%），即52.8V时，它的输出电压波形如图4.14所示，由该图可见与48V的情况相比输出电压纹波稍微大一些，但是仍能达到需求。设计中的缺点是电容比较大，消除静差时间稍长一些。通过多方面的分析，证明了加入图4-12P=0.08，I=40时输出电压波形图4-13P=0.08，I=40时输出电流波形图4-14输入电压为52.8V时输出电压波形当系统增加电压反馈之后，如果只有P控制器发挥作用的状态下，设定比例增益不高时，合理调节比例增益势必导致强烈波动。如果比例增益比较大的状态下，调整之后比例增益往往与稳态电压数值相差无几。虽然可利用这种方法调节输出电压，但势必对系统稳定性造成较大影响，而一旦输出电压超调量过大，同样无法达到设计要求。基于此，P控制器通常需要结合其他控制器才能发挥真正的作用。在系统加入PI控制器后，系统的稳态静差可以通过积分的方式降低到一个可接受的值。在这种情况下，比例增益与系统超调量存在紧密关联性，积分增益量也会造成消除静态差异耗时不同程度的影响。不过积分增益加大也会影响系统震荡的幅度和频率。并以此作为对比和分析能够得到更为理想的输出电压波形，此外通过电压反馈闭环控制系统，可达到稳定电压的效果，而且电压反馈控制系统对输入电压扰动和负载扰动的突然变化有更强的抵抗力，满足了设计需要。

第5章全文总结与展望5.1全文工作总结在本次毕业设计中，通过学习Buck变换电路、论文格式和Matlab软件，得到了丰富的知识。在导师的指导下，了解了毕业论文的任务，查阅文献学习专业知识并熟悉Matlab软件。通过耐心指导，解决了疑惑并完善了研究。研究全面深入，分析了Buck变换电路的发展现状和趋势，进行了电流双闭环控制设计和两重交错Buck变换电路的研究和设计。大量查阅文献，整理相关资料，理解两重交错Buck变换器工作原理，不断改进直至得到正确的原理图。对两重交错并联Buck变换器进行理论设计，并在MATLAB/Simulink环境下进行了仿真验证。从驱动电路出发，建立了后续工作的基础。进行了控制电路的设计仿真。分析了两重交错Buck变换器的电路性能和电压环的跟随性及抗扰性能。5.2未来展望通过几个月的努力，成功完成了毕业设计。理论上设计了两重Buck变换器的驱动电路，进行了开环仿真研究，建立了仿真模型进行双环仿真研究。在设计过程中遇到了困难，理论与实际操作仍需更好结合。毕业设计让对电力电子器件有更深了解，通过文献翻阅补充了大学四年未涉及的知识。在未来，将持续努力学习，将这些知识应用于工作和生活，争取成为一名优秀的青年。

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