通信原理实验指导手册示例

试验一：抽样定理试验

一、试验目的

I、熟悉TKCS-AS型通信系统原理试验装置；

2、熟悉用示波器观测信号波形、测量频率与幅度；

3、验证抽样定理；

二、试验预习规定

1、复习《通信系统原理》中有关抽样定理口勺内容；

2、阅读本试验的内容，熟悉试验的环节；

三、试验原理和电路阐明

1、概述

在通信技术中为了获取最大的经济效益，就必须充足运用信道的传播能力，扩大通信容量。因此，采用多路

化制式是极为重要B勺通信手段。最常用的多路复用体制是频分多路复用(FDM)通信系统和时分多路复用(TDM)通

信系统。频分多路技术是运用不同样频率的正弦载波对基带信号进行调制，把各路基带信号频谱搬移到不同样的

频段上，在同••信道上传播。而时分多路系统中则是运用不同样步序的I脉冲对基带信号进行抽样，肥抽样后的脉

冲信号准时序排列起来，在同一信道中传播。

运用抽样脉冲把•种持续信号变为离散时间样值日勺过程称为“抽样”，抽样后的信号称为脉冲调幅(PAM)信

号。在满足抽样定理的条件下，抽样信号保留了原信号的所有信息。并且，从抽样信号中可以无失真地恢复出原

信号。

抽样定理在通信系统、信息传播理论方面占有十分重要的地位。数字通信系统是以此定理作为理论基础的。

在工作设备中，抽样过程是模拟信号数字化日勺第•步。抽样性能的优劣关系到整个系统的性能指标。

作为例子，图1-1示意地画出了传播・路语音信号的PCM系统。从图中可以看出要实现对语音的PCM编

码，首先就要对语音信号进行抽样，然后才能进行量化和编码。因此，抽样过程是语音信号数字化II勺重要环节，

也是一切模拟信号数字化口勺重要环节。

PAMPAM

_LTLIIIIIIJLJL

语音语音

信号信号

图1-1单路PCM系统示意图

为了让试验者形象地观测抽样过程，加深对抽样定理的理解，本试验提供了一种经典的抽样电路。除此，

本试验还模拟了两路PAM通信系统，从而协助试验者初步理解时分多路时通信方式。

2、抽样定理

抽样定理指出，一种频带受限信号m⑴假如它的I最高频率为仙（即m⑴B勺频谱中没有加以上时分量），可以唯

一地由频率等于或不不大于2后口勺样值序列所决定。因此，对于一种最高频率为3400Hz的语音信号m⑴，可以

用频率不不大于或等于6800HzH勺样值序列来体现。抽样频率fs和语音信号m⑴的频谱如图1-2和图1-3所示。

由频谱可知，用截止频率为m的J理想低通滤波器可以无失真地恢复:原始信号nMt）,这就阐明了抽样定理的

对口勺性。

实际上，考虑到低通滤波器特性不也许理想，对最高频率为3400Hz日勺语音信号，一般采用8KHz抽样频率,

这样可以留出1200Hz的防卫带，见图14假如fs<2fH，就会出现频谱混迭的现象，如图1-5所示。

在验证抽样定理H勺试验中，我们用单一频率排的正弦波来替代实际的语音信号，采用原则抽样频率fs=8KHz,

变化音频信号的J频率排，分别观测不同样频率时，抽样序列和低通滤波器的输出信号，体会抽样定理口勺对的性。

图1-2语音信号R勺频谱图1-3语音信号H勺抽样频谱和抽样信号H勺频谱

验证抽样定理日勺试验方框如图1-6所示。在试验中，连接(TP8)和(TPI4),就构成了抽样定理试验电路。

图1-6抽样定理试验框图

抽样电路采用场效应晶体管开关电路。抽样门在抽样脉冲日勺控制下以每秒八千次日勺速度开关。T1为结型场

效应晶体管，T2为驱动三极管。当抽样脉冲没来时，驱动三极管处在截止状态，-5V电压加在场效应晶体管栅

极G,只要G极电位负于源极S日勺电位，并且|UGS|>|UP|,则场效应晶体管处在夹断状态，输出信号为“0”。抽

样脉冲来时，驱动三极管导通，发射极+5V电压加到驱动二极管，使之反向偏置,从截止到导通内跳变电压经跨

接在二极管两端的I电容加到场效应晶体管日勺G极。使栅极、源极之间日勺电压迅速抵达场效应晶体管导通的数值,

并一直抵达使源极电压等于漏极上R勺模拟电压。这样，抽样脉冲期间模拟电压经场效应晶体管开关加到负载上。

由于抽样电路的负载是一种电阻，因此抽样的I输出端能得到一串脉冲信号。此脉冲信号的J幅度与抽样时输入信号

口勺瞬时值成正比例，脉冲的宽度与抽样脉冲的J宽度相似。这样，脉冲信号就是脉冲调幅信号。当抽样脉冲宽度远

不不不大于抽样周期时，电路输出的成果靠近于理想抽样序列。由图1-6可知，用一低通滤波器即可实现模拟

信号时恢复。为便于观测，解调电路由射随、低通滤波器和放大器构成，低通滤波器的截止频率为3400Hz。

四、试验仪器

双踪同步示波器

五、试验内容与环节

(一)、准备工作

1、观测本试验电路部分及所需直流电压;

1、打开低频函数发生器电源，用示波器观测输出端，调整频率和幅度电位器，输出正弦波f=lKHz、

Vp-p=2V；

2、正弦波信号从信号输入端(TP4)输入；

3、连接(TP2)—(TP6)；

4、以(TP4)作比较信号，观测抽样后形成的PAM信号(TP8),调整示波器触发同步，使波形在示波

器上稳定，计算一种周期内的抽样次数，查对信号频率与抽样频率的关系；

V

幅度：V

t

C"周期：S

频率：Hz

抽样后形成的PAM信号CTP8)

5、变化信号频率f；计算一种周期内的抽样次数，填入下表：

f(Hz)3005001000202330005000

抽样次数||||||一

6、连接(TP2)—(TP6)；(TP8)—(TP14)在(TP15)观测经低通滤波器和放大器的解调信号，测

曷其频率确定和输入信号的关系，验证抽样定理。

V

幅度：V

•周期：s

解调信号(TP15)

六、试验汇报

1、整帧试验数据，画出对应的曲线和波形。

2、抽样定理的内容和公式？

3、试验心得与体会。

试验二：脉冲调幅(PAM)试验

一、试验目的1

1、观测理解PAM信号II勺形成过程；

2、理解PAM的平顶展宽解调过程；

3、低通滤波器在解调中U勺作用；

二、试验预习规定

1、复习《通信系统原理》中有关PAM的内容；

2、复习模拟通信系统和基带传播的有关章节；

3、阅读本试验的内容，熟悉试验的环节；

三、试验原理

1、多路脉冲调幅(PAM信号的形成和解调)

多路脉冲调幅的试验框图如图2—7所示。在试验中，连接(TP8)和(TP11)、(TP13)和(TP14)就构成了

多路脉冲调幅试验电路。

图2-7多路脉冲调幅试验框图

分路抽样电路的作用是：将在时间上持续的语音信号经脉冲抽样形成时间上离散的脉冲调幅信号。n路抽样

脉冲在时间上是互不交又、次序排列的。各路的抽样信号在多路汇接时公共负载上相加便形成合路H勺脉冲调幅信

号。本试验设置了两路分路抽样电路。

多路脉冲调幅信号进入接受端后，由分路选通脉冲分离成n路，亦即还原出单路PAM信号，发送端分路抽

样与接受端分路选通是一一对应的，这是依托它们所使用的定期脉冲H勺对应关系决定H勺。为简化求验系统，本试

验的分路选通脉冲直接运用该路的分路抽样脉冲经合适延迟获得。援受端的选通电路也采用结型场效应晶体管作

为开关元件，但输出负载不是电阻而是电容。采用这种类似于平顶抽样的电路是为了处理PAM解调信号的幅度

问题。由于时分多路II勺需要，分路脉冲H勺宽度T是很窄的。当占空比为TS/TS的脉冲通过话路低通滤波器后，

低通滤波器输出信号的幅度很小。这样大的衰减带来的后果是严重的。不过，在分路选通后加入保持电容，可使

分路后"勺PAM信号展览到100%的占空比，从而处理信号幅度衰减过大的问题。但我们懂得平顶抽样将引起固

有U勺频率失真。

PAM信号在时间上是离散的，但在幅度上却是持续的。而在PCM系统里，PAM信号只有在被量化和编码

后才有传播的也许。本试验仅提供一种PAM系统的简朴模式。

2、多路脉冲调幅系统中的路际串话

路际串话是衡量多路系统的重要指标之一。路际串话是指在同一时分多路系统中，某一路或某几路的通话信

号串扰到其他话路上去，这样就产生了同一端机中的各路通话之间U勺串话。串话分可懂串话和不可懂串话，前者

导致失密或影响正常通话：后者等于噪声干扰。对路际串话必须设法防止。一种实用H勺通话系统必须满足对路际

串话规定的指标。

在一种理想的传播系统中，各路PAM信号应是严格地限制在本路时隙中的矩形脉冲。但假如传播PAM信

号H勺通道频带是有限的，则PAM信号就会出现“拖尾”的现象，当“拖尾”严重，以至侵入邻路隙时♦，就产生

了路际串话。

在考虑通道频带高频端时，可将整个通道简化为图2-8所示H勺低通网络，它的上截止频率为：

fi=l/(2JiR,Ci)

图2-8通道的低通等效网络

为了分析以便，设第一路有幅度为V的PAM脉冲，而其他路没有。当矩形脉冲通过图2-8(a)所示的低通网

络，输出波形如图2-8(b)所示。脉冲终了时，波形按RC时间常数指数下降。这样，就有了第一路脉冲在第二

路时隙上的残存电压一一串话电压△U,这种由于信道的高频响应不够引起的路际串话就叫做高频串话。

当考虑通道频带U勺低频端时，可将通道简化为图2-9所示II勺高通网络。它II勺下截止频率为：

f2=l/(2JiR2c2)

日于R2c2»T因此当脉冲通过图2-9（a）所示的高通网络后，输制波

形如图2-9（b）所示。长长的“拖尾”影响到相隔很远的时隙。若计算某一话路上的串话电压，则需要计算前n路

对这一路分别产生的串话电压，积累起来才是总的串话电压。这种由于信道的低频响应不够而引起II勺路际串话就

叫做低频串话。处理低频串话是一项很困难U勺工作。

n平

匕I集明

(a)（b）

图2-9通道口勺高频等效电路

四、试验仪器

双踪同步小波器

五、试验内容与环节

1、打开低频函数发生器电源，用示波器观测输出端，调整频率和幅度电位器，输出正弦波f=lKHz、

Vp-p=2V；

2、正弦波信号从信号输入端（TP4）输入:

3、连接(TP2)—(TP6)、(TP8)一(TPU)、(TP13)一(TP14)、(TP3)一(TP12)；

4、在（TP13）观测选通后的单路解调展宽信号，用示波器读出T的宽度（单位为us）；T

（US）；

单路解调展宽信号（TP13）

5、变化信号频率f,在（TP15）观测经低通滤波器放大后口勺音频信号，测量整个系统的频率特性

幅度：V

_________________t

<一周期：S

频率：Hz

单路解调展宽信号（TP13）

测量整个系统H勺频率特性，测试数据填入下表：

f(Hz)3005001000202330005000

TP15(Vp-p)

六、试验汇报

1、整顿试验数据，画出对应的曲线和波形；

2、回答：PAM信号是怎样形成“勺？

3、试验心得与体会。

试验三：脉冲编码调制（PCM）试验

一、试验目的

1、理解语音信号编译码H勺工作原理；

2、验证PCM编码原理：

3、初步理解PCM专用集成电路的）工作原理和应用；

4、理解语音信号数字化技术的重要指标及测试措施；

二、试验预习规定

1、复习《通信系统原理》中有关编译码和PCM通信系统日勺内容；

2、阅读本试验的内容，熟悉试验的环节；

三、试验原理

1、概述

图3-1PCM数字终端机的构造示意图

脉冲编码(PCM)技术已经在数字通信系统中得到了广泛的应用。十数年来，由于超大规模集成技术的I发展,

PCM通信设备在缩小体积、减轻重量、减少功耗、简化调试以及以便维护等方面均有了明显的改善。目前，数

字终端机H勺关犍部件、如编译码器(Codec)和话路滤波器等都实现了集成化。本试验是以这些产品编排H勺PCM

编译码系统试验，以期让试验者理解通信专用大规模集成电路在通信系统中应用的I新技术。

PCM数字终端机的)构成原理如图3-1所示。试验只包括虚线框内的部分，故名PCM编译码试验。

2、试验原理和电路

PCM编译码系统由定期部分和PCM编译码器构成。

(一)、PCM编译码原理

为适应语音信号H勺动态范围，实用口勺PCM编译码必须是非线性H勺。目前，国际上采用时均是折线近似的对

数压扩特性。CCITTo的提议规定以13段折线近似的A律(A=87.56)和15段折线近似日勺口律(H=255)作为国际原

则。A律和u律时量化特性初始段如图3-2(a)和图3-2(b)所示。

图3-2量化特性

这种折线近似压扩特性的)特点是：各段落间量阶关系都是2II勺倍数，在段落内为均匀分层量化，即等间隔

16个分层。这些对于用数字电路实现非线性编码与译码是极为以便的J。

(二)、PCM编译码器简介

本试验PCM编译码器采用了TP3067专用大规模集成电路，它是CMOS工艺制造欧J单片PCMA/u律编

译码器，并且片内带有输入输出话路滤波器。TP3067口勺管脚如图3-3所示。

TP3067的管脚定义简述如下：

(1)VPO+接受功放日勺同向输出。

(2)GNDA模拟地。所有信号以这个引脚为参照点。

(3)VP0-接受功放的反向输出。

(4)VPI将输入转换到接受功放。

(5)VFR0接受滤波器的模拟输出。

二VBB

2VFXH

二

VFXI-

I9

ISCSX

二

I7ANLB

I6

I5TSX

I4二

I3rex

IZ

II二DX

BCLXX

MCLKX

图3-3TP3067I内管脚图

(6)VCC正电源引脚。VCC：+5V±5%

(7)FSR接受部分的8KHz帧同步时隙信号。

(8)DRPCM码流解码输入。

(9)BCLKR/CLKSET接受数据(DR)时钟，在固定速率工作模式下为2048K。FSR的上升沿，可以从

64KHz变化到2.048MHz。逻辑输入可以交替地选择在同步模式下提供应主时钟H勺1.536MHz/1.554MHz或

2.048MHz,BCLKX用于传播和接受。

(10)MCLKR/PDN接受主时钟。1.544MHz或2.048MHz。可以与MCLK同步，但最佳是在最

佳性能时与MCLKX同步。在MCLKR持续低时，所有内部定期选择MCLKX。在MCLKR持续高时，器件

处在低功耗状态。

(II)MCLKX传播主时钟必须是1.536MHz,1.544MHz或2.048MHz可以与MCLKR同步。

(⑵BCLKX传播数据(DX)位时钟，固定速率工作模式下为2048K可以从64KHz变化至U2.048〜MHz,

但必须与MCLKX同步。

(13)DX编码数据输出，通过FSX使能。

(14)FSX发送部分的8KHz帧同步时隙信号，

(15)TSX编码时的消耗输出.

(16)ANLB控制输入日勺模拟回路。操作时必须置逻辑“0”。

(17)GSX传播输入放大器的模拟输出，用于内部设置增益。

(18)VFXI-传播输入放大器的反向输入。

(19)VFXI+传播输入放大器的同向输入。

(20)VBB负电源引脚。VBB=-5V±5%O

(三)、定期部分

TP3067编译码器所需的定期脉冲均由定期部分提供。这里只需要主时钟2048KHZ和帧定期8KHz信号。

为了简化试验内容，木试验系统”勺编译码部分公用一种定期源以保证发收时隙的同步。在实际口勺PCM

数字设备中，确有一种同步系统来保证发收同步的。

四、试验仪器

双踪同步示波器

五、试验内容与环节

1、用示波器在(TP1)观测主振波形、在(TP2)、(TP3)和(TP4)观测波形，记录它们的频率和幅

V

V

2、打开低频函数发生器电源，用示波器观测输出端，调整频率和幅度电位器，输出正弦波f=lKHz、

Vp-p=2V；TP3：

幅度:V

TP4：

幅度：V

(TP3)和(TP4)

3、正弦波信号从信号输入瑞(TP5)输入；

4、观测(TP6)PCM编码输出口勺码流，画出其波形；

5、连接(TP6)-(TP7)观测经译码和接受低通滤波器恢复出时同相输出音频信号(TP8)和反相输

出H勺音频信号(TP8'),记录各点的波形频率和幅度；

V

幅度：V

°------------------J周期：s

频率：Hz

PCM编码输出(TP6)

6、测试系统口勺频率特性：变化信号频率f,在(TP8)观测经低通滤波器后H勺音频信号，测量整个系

统H勺频率特性；

幅度：V

°------------------J周期：s

频率：Hz

7、测试系统时,HE妗山频率f,在(TP8)观测经低通漉波器后的音频信号，测量整个系统的频率

特性，测试数据填入下表:

f(Hz)3005001000202330005000

TP8(Vp-p)

六、试验汇报

1、整顿试验数据，画出对应的曲线和波形;

2、PCM编译系统由那些部分构成？各部分的作用是什么？

3、试验心得与体会。

试验四：移相键控（PSK）试验

一、试验目的

1、理解M序列的性能，掌握其实现措施及其作用；

2、理解2PSK系统H勺构成给证，其调制解调原理；

3、学习集成电路压控振荡器在系统中的应用；

4、学习2PSK系统重要性能指标的测试措施；

二、试验预习规定

1、复习《通信系统原理》中有关PSK调制解调的）内容；

2、阅读本试验的内容，熟悉试验的环节；

3、理解有关技术指标欧J测量措施；

三、试验原理

（一）概述

数字通信系统的模型可以用图5-1体现，虚线框内口勺部分称为数字调制和解调部分，以完毕数字基带信号

到数字频带信号之间日勺变换。

图5-1数字通信系统模型

与模拟通信系统相比，数字调制和解调同样是通过某种方式，将基带信号曰勺频谱由一种频率位置搬移到另一

种频率位置上去。不同样的是，数字调制的基带信号不是模拟信号而是数字信号。

在大多数状况下，数字调制是运用数字信号的离散值去键控载波。对载波的幅度、频率或相位进行键控，便

可获得ASK、FSK、PSK等。这三种数字调制方式在抗干扰噪声能力和信号频谱运用率等方面，以相干PSK的

性能最佳，目前已在中、高速传播数据时得到广泛应用。

近年来，在数字微波通信中深入提高频谱运用率的课题已获得重要进展。除2PSK外，已派生出多种调制形

式，如四相移相键控(QPSK)、八相移相键控(8PSK)、正交部分响应(QPRS)、十六状态正交电幅(16QAM)以及

64QAM、256QAM等，这些都是高效率的调制手段。

为了模拟实际数字调制系统，本试验的调制和解调基本上由数字电路构成。数字电路具有变唤速度快、解调

测试以便等长处。为了试验过程中观测以便，试验系统的载波选为5MHz。

(二)调制

2PSK系统的调制部分框图如图5-2所示，下面分几部分阐明。

图5-22PSK调制部分用图

1、M序列发生器

实际的数字基带信号是随机的，为了试验和测试以便，一般都是用M序列发生器产生一种伪随机序列来充

当数字基带信号源。按照本原多项式f(x)=X$+X3+1构成日勺五级线性移位寄存器，就可得到31位码长的M

序列。码元定期与载波日勺关系可以是同步的I，以便清嘶观测码元变化时对应调制载波的对应变化：也可以是异步

H勺，日于实际的系统都是异步的，码元速率约为IMbt/S。

2、相对移相和绝对移相

移相键控分为绝对移相和相对移相两种。以未调载波H勺相位作为基准的相位调制叫做绝对移相。以二进制

调相为例，取码元为“1”时，调制后载波与未调载波同相；取码元为“0”时，调制后载波与未调载波反相；“1”

和“0”时调制后载波相位差180°。绝对移相日勺波形如图5-3所示。

理带-------------------

信号------------------------------------>t

回)A码元10W00

-Iwwvwwz

温-八k/www-

图5-3绝对移相口勺波形示意图

在同步解调的PSK系统中，由于收端载波恢复存在相位模糊的问题，即恢复的载波也许与未调载波同相，

也也许反相,以至使解调后的信码出现也也“1”倒置,发送为“1”码,解调后得到“0”码；发送为也”码,

解调后得到“1”码。这是我们所不仅愿的J,为了克服这种现象，人们提出了相对移相方式。

相对移相的调制规律是：每一种码元的载波相位不是以固定的未调载波相位作基准H勺，而是以相邻的前一种

码元时载波相位来确定其相位的取值。例如，当某一码元取“I”时，它的载波相位与前一码元内载波同相：码

元取“0”时，它的载波相位与前一妈元即J载波反相。相对移相的波形如图5-4所示。

u⑴A

基带——------------

信号------------------------------------->t

别A码元101100

器fwv赢2

图5・4相对移相日勺波形示意图

一般状况下，相对移相可通过对信码进行变换和绝对移相来实现，将信码通过差分编码变换成新的码组一一

相对码，再运用相对码对载波进行绝对移相，使输出的已调载波相位满足相对移相的相位关系。

设绝对码为｛南｝,相对码为｛0｝,则二相编码的逻辑关系为：

bi=ai-bi-i(1)

差分编码的功能可由一种模二和电路和一级移位寄存器构成。

调相电路可由模拟相乘器实现，也可由数字电路实现。试验中的调相电路是由数字选择器(74LS153)完毕。

当2脚和14脚同步为高电平时，7脚输出与3脚输入区10相载波相似；当2脚和14脚同步为低电平时，7脚输

出与6脚输入的n相载波相似。这样就完毕了差分信码对载波“勺相位调制。图5-5示出了一种数字序列的相对移

相H勺过程。

对应于差分编码，在解调部分有差分译码。差分译码H勺逻辑为:

Ci=bi+bi-i(1)

将⑴式代入⑵式,得

Ci=a,-bi-1+bi-i

Vbi-i-bi-)=0

a=ai+0=aj

这样，经差分译码后就恢复了原始的信码序列。

图5-5绝对码实现相对移相的过程

3、数字调相器的重要指标

在设计与调整一种数字调相器时，重要考虑日勺性能指标是调相误差和寄生调幅。

(I)调相误差

由于电路不理想，往往引进附加的相移，使调相器输出信号的载波相位取值为00及180+△中，我们把这个

偏离时相角△①称为调相误差。调和器日勺调相误差相称于损失了有用信号的I能量。

(2)寄生调幅

理想的二相相位调制器，当数码取“0”或“1”时，具输出信号的幅度做保持不变，即只右相位调制而没

有附加幅度调制。但由于调制器的特性不均匀及脉冲高卜.电平日勺影响，使得“0”码和“1”码的)输出信号幅度不

等。设“0”码和“1”码所对应的输出信号幅度分别为U°m或UM，则寄生调幅为：

m=(Uom-Uim)/(Uom+Uim)X100%(3)

(三)解调

2PSK系统的解调部分框图如图5-6所示。

图5-62PSK解调部分框图

1、同相正交环

绝大多数二相PSK信号采用对称的移相键控，因而在码元1、0等条件下都是克制载波的，即在调制信号的

频谱中不含载波频谱，这样就无法用窄带滤波器从调制信号中直接提取参摄影位教波。对PSK而言，只要用某

种非线性处理II勺措施去掉相位调制，就能产生与载波有一定关系的分量,恢复出同步解调所需要的参摄影位载波,

实现对克制载波的跟踪。

从PSK信号中提取载波的常用措施是采用载波跟踪锁相环，如平方环、同相正交环、逆调制环和判决反馈

环等。这几种锁相环的性能特点列于表4-1中。

不试验采用同相正交环，同相正交环又叫科斯塔斯(Cosatas)环。原理框图如图5-8所示。在这种环路里，误

差信号是由两个鉴相器提供的。压控振荡器(VCO)给出两路互相正交的载波到鉴相器，输入的2PSK信号经鉴相

后再日低通滤波器滤除载波频率以上的高频分量，得到基带信号Udi,、Ud2,这时的基带信号包括着码元信号，

无法对压控振荡相(VCO)进行控制。将Udi和Ud2通过基带模拟器而乘，就可以去掉码元信息，得到反应VCO输

出信号与输入载波间相位差的控制电压。

表4-1几种锁相环H勺性能特点

特性、锁相环平方环同相正交环逆调制环判决反馈环

环路工作频率f=2fof=fof=fof=fo

等效鉴相特性正弦正弦近似距形近似距形

解调能力无有有有

鉴相器工需用基带模拟需用二次调制需用基带模拟

电路复:杂程度

作频率高相乘器器调制器

图5-8同相正交环原理框图

2、集成电路压控振荡器(IC-VCO)

压控振荡器(VCO)是锁相环的关键部件，它的频率调整和压控敏捷度决定于锁相环的跟踪性能。

试验电路采用一种集成电路的压控振荡器74S124o集成片配以简朴的外部元件并加以合适调整，即可得到

令人满意的成果。如图5-9所示。

弟成芯片的每一种振荡器均有两个电压控制端，Vr用于控制频率范围(14脚)，Vf用于控制频率范围调整(1

脚)。外接电容器Cext用于选择振荡器H勺中心频率。当Vr和Vf取值合适，振荡器工作正常时，振荡器频率fo与

Cexl内关系近似为:

4

f0=5X10-/Cext(4)

fo与CextH勺关系曲线如图5-与所示。

TVIL

bVrHH*册

1忤IT1T

1•Itl«19IfIBW•

74LS124

I

图5-9IC-VCO的使用实例图5-10频率fo与Ccxt日勺关系曲线

当固定Cext时，Vr与Vf有确定的函数关系。以Vr=Vf=2V时H勺输出频率归为归一化频率单位，由试验数

据可面出以Vr为参变量时归一化频率力与Vr的变化曲线如图5-11所示。

图5-11fn随Vf的变化曲线

由图5-11II勺曲线可以看出，随\T的增大，VCOII勺压控敏捷度和线性范围都在增大。选用合适的Vr值和Cext

值，将误差电压经线性变换后充当控制电压Vr,这样就可实现由误差电压控制VCO。当f°=10MHz时，一组经

典的试验数据为：

Cext=27.5pF,Vr=3.76V

这时Vr在2.8V左右移动。

四、试验仪器

双踪同步示波器

五、试验内容与环节

1、M序列发生器

观测伪随机码M序列(TP2绝对码炳波形：画出M序列的波形并以(TP1)为时钟信号写出它的码流(至

少32位二进制码)；验证M序列的重要性质；如:

2、观测并记录相对码(TP3)的波形:画出(TP3)日勺波形并以(TP1)为时钟信号写出它的I码流(至少

32位二进制码);

3、数字调相电路

以(TP3)为同步信号，观测并记录载波信号(TP5)H勺波形;

幅度：V

周期：s

载波信号(TP5)

4、以（TP3）为同步信号，观测并记录数字调相信号（TP6）的波形。

“4、用TP2（相对码）作对比，观测解调输出（TP13）的波形。

六、试验汇报

1、整顿试验数据，画出对应的曲线和波形；

2、2PSK系统由那些部分构成？各部分II勺作用是什么？

3、设给定一码组（绝对码），画出对其进行2PSKU勺调制和解调的波形；

4、试验心得与体会。

试验五：HDB3码型变换试验

一、试验目的

1、理解二进制单极性码变换为HDB3码日勺编码规则：

2、掌握HDB3码的工作原理和实现措施；

二、试验预习规定

1、复习《通信系统原理》中数字信号的基带传播和信道编码原理中的内容;

2、阅读本试验的内容，熟悉试验的环节；

三、试验原理

在数字通信系统中，有时不通过数字基带信号与信道信号之间日勺变换，只由终端设备进行信息与数字基带信

号之间日勺变换，然后直接传播数字基带信号。数字基带信号的形式有许多种，在基带传播中常常采用AMI码（符

号交替反转码）和HDB3码（三阶高密度双极性码）。

1、传播码型

在数字复用设备中，内部电路多为一端接地，输出口勺信码一般是单极性不归零信码。当这种码在电缆.上长距

离传播时，为了防止引进干扰信号，电缆的两根线都不能接地（即对地是平衡的），这里就要选用•种适合线路上

传播的码型，一般有如下几点考虑：

（I）在选用的码型II勺频谱中应当没有直流分量，低频分量也应尽量少。这是由于终端机输出电路或再生中

继器都是通过变压器与电缆相连接的，而变压器是不能通过直流分量和低频分量U勺。

（2）传播型的频谱中高频分量要尽量少。这是由于电缆中信号线之间的串话在高频部分更为严重，当码型

频谱中高频分量较大时，就限制广信码的传播距离或传播质量。

（3）码型应便于再生定期电路从码流中恢复位定期。若信号连“0”较长，则等效于一段时间没有收脉冲，

恢复位定期就困难，因此应当使变换后的码型中连“0”较少。

（4）设备简朴，码型变换轻易实现。

（5）选用的码型应使误码率较低。双极性基带信号波形I向误码率比单极性信号低。根据这些原则，在传播

线路上一般采用AMI码和HDB3码。

2、AMI码

我们用“0”和“我代表传号和空号。AMI码的编码规则是“0”码不变，“1”码则交替地转换为+1和-1。

当码序列是时，AMI码就变为:+100-1000+1-1+10-1o这种码型交替出现正、负极脉冲，因此没直流分量,低频

分量也很少，它的频谱如图6-1所示，AMI码的能量集中于fo/2处（fo为码速率）。

图6-1AMI码H勺频谱示意图

这种码的反变换也很轻易，在再生信码时，只要将信号整流，即可将“-1”翻转为“+1”，恢复成单极性码。

这种码未能处理信码中常常出现代I长连“0”日勺问题。

3、HDB3码及变换规则

这是一种4连0取代码，当没有4个以上连“0”码时，按AMI规则编码，当出现4个连“0”码时，以码

型取代节“000V”或“B00V”替代四连“0”码。

选用取代节II勺原则是：用B脉冲来保证任意两个相连取代节的V脉冲间“1”日勺个数为奇数。当相邻V脉

冲问“1”码数为奇数时，则用“000V”取代，为偶数个时就用“B00V”取代。在V脉冲背面的“1”码和B码

都依V脉冲的极性而正负交替变化。为了讨论以便，我们不管“0”码，而把相邻的信码“1”和取代节中的B

码用B1B2……Bn体现，Bn背面为V,选用“000V”或“B00V”来满足Bn的n为奇数。当信码中的“1”码依

次出现的序列为VBlB2B3...BnVBl时,HDB3码为…+或为・+++・。由此看出,V脉冲是可以辩认

的，这是由于Bn和其后出现的V有相似的极性，破坏了相邻码交替变号原则，我们称V脉冲为破坏点，必要

时加取代节B00V,保证n永远为奇数，使相邻两个V码U勺极性作交替变化。由此可见，在HDB3码中。相邻两

个V码之间或是其他的“1”码之间都符合交替变号原则，而取代码在整修码流中不符合交替变号原则。通过这

样的变换，既消除了直流成分，又防止了长连“0”时位

定期不易恢复的状况，同步也提供了取代信息。图6-2给出了HDB3码的频谱，此码符合前述的对频谱的规定。

图6-2HDB3码"勺频谱示意图

由于HDB3码的这些长处能很好地满足传播码型的各项规定，因此常被用于远端接口电路中。在