【《新能源汽车车载充电机的机构设计及仿真分析》15000字（论文）】

页1前言1.1背景及意义图1.1电动汽车经典电气结构目前，电动汽车的充电方式分为以下4种:(1)直流充电:即快充，以高压直流电直接给动力电池馈电，这种充电方式高效快速，充电半个小时即可为动力电池提供百分之八十左右电量。设立充电桩与动力电池相连，无需充电机[3]。(2）交流充电：另称慢充，使用电动汽车内部的充电机，充电机其外部连接电网，内部接入汽车动力电池组，把外部电网输入的交流电按所设置的数值调制为直流电以给内部动力电池充电。(3）直接换汽车电池：更换汽车电池的方法多应用于电动公交车。(4）无线充电：以电磁感应为原理。有两种形式：动态无线充电和停车无线充电；动态无线充电是指在汽车行驶过的道路上设置了无线充电装置，使电动汽车在行驶中就可以进行充电。停车无线充电是在合适位置安装无线充电装置，在电动汽车停车时进行充电。直流充电充电速度很快，但受限制于目前电池技术发展还存有不足，频繁使用大电流充电会增加电池的损耗，使电池的使用寿命缩短，并且在充电过程中很容易产生局部过热的现象，对电池安全性能要求更高。无线充电技术虽然安全性高、使用方便，但其充电效率低、设置成本又高。大功率工作时有电离辐射等安全隐患问题，技术仍旧不够成熟；目前科学家们不建议大规模推广使用。交流充电的电流和充电功率都较为合适，安全性能也较为稳定，也不会对电池和电网的寿命产生过多不良影响。因此除部分国内车企在交流充电的同时兼具直流充电的功能外，多数国内汽车厂商会首选交流充电的方式[4,5]。1.2国内外研究现状1.2.1新能源汽车在国内外的发展现状金山银山在，青山绿水却离我们远去了，因为化石能源的排放，我们美丽的地球村环境日益恶化；新能源汽车在这时就变成了交通运输行业的救命稻草，各国政府竞相发布相关政策进行扶持，力求在电动汽车的发展中位居世界前沿。瑞典、德国、美国、日本等国家，新能源汽车发展势头不容小觑。电动汽车的销量一路狂飙，据调查统计，2020年全年全球电动车累计销量高达312.48万辆，较2019年大增41%，占据4%的市场份额，远高于2019年的2.5%。预计到2021年或2022年，全球电动车市场份额将增长至6%或7%。其中特斯拉model3仍然蝉联年度销量冠军；在成都的街道上，随处可见特斯拉汽车，电动汽车成为卖车的新风尚可见一斑。其中中国、美国、日本和欧洲对全球电动汽车销量贡献最大[3]。较早进行电动汽车研发的国家是汽车行业的龙头之一——日本，日本传统的混合动力汽车有先进的技术支持。日本预计在2021年将纯电动汽车和插电式混合动力汽车占比提升至整体乘用车的50%以上[4]。瑞典等北欧国家，侧重技术创新和零排放的纯电动汽车，完全脱离化石能源。不仅技术大力创新，同时双管齐下出台相关的购买政策鼓励国民选择电动汽车。欧洲因为地广人稀，积极建设基础充电设施，在不同场所提供不同的充电设施，更进一步为电动汽车车主提供充电便利。为新能源汽车的普及做出公共建设贡献[5]。美国也是在新能源汽车方面领先的国家，使得美国拥有了较为成熟的科研技术，领先全球的品牌特斯拉也是历年电动汽车的效率冠军[6]。特斯拉的技术处于电动汽车的尖端，值得各国学习其技术。其中特斯拉model3车型在我国国内也是电动汽车的热门车型[7]。我国电动汽车行业也是不逞多让，近年来各种国产的电动汽车品牌在国家各项优惠政策的扶持下发展迅猛，如蔚来、小鹏、比亚迪等，都深受国人喜爱。我国也出台了一系列扶持电动汽车发展的购车政策，如在上海市购买电动汽车上牌照无需摇号等待额外加钱；在北京、上海等大城市中的停车场内设有大量的充电桩，方便电动汽车充电。2020年我国电动汽车销量约为116万辆[8]，产品的结构组成方面，纯电动汽车在新能源汽车市场占比预计会从2020年的80.3%提升至2025年的90.9%[9]。图1.22020全球各大汽车品牌的市值图1.2为2020年全球各大汽车品牌的市值，可以看出新能源汽车品牌已经超越了老牌汽车品牌——宝马。这一现象证明了新能源汽车的前景一片光明，发展欣欣向荣[10]。1.2.2车载充电机在国内外的发展现状车载充电机在国外起步较早，早在上世纪七十年代左右就有一些国家对蓄电池快速充电技术进行研究，最开始是以非隔离拓扑型为主，这是一种直接与网侧电流相连不太安全的充电方式，易发生意外。经过科学家不懈努力研究，国外的一些技术已经把单一、繁琐的充电设备转化为轻量化智能的类型[11]。我国对车载充电机的研发时间较晚，在技术方面弱于欧美、日本等国家。我国为推动电动汽车发展制定了一系列政策，支持车载充电机的研发工作。让高校与企业联手，共同攻克研发问题，许多大公司已经着手与国际技术接轨。还有许多中小型企业联合合并，为国外车载充电机进行生产加工[12]。按位置划分为车载充电机和非车载充电机。以下详细介绍[13]：非车载充电机：一般都是设立在城市中的大型商业广场购物中心、超市；住宅区内的停车场中。非车载充电机一般是用直流电的形式将电能传送给电动汽车电池组。这种充电方式是目前所有充电方式中充电的时间最短，大大节约了人们等待充电的时间，适合生活节奏快的当代人；电动汽车形式目前还没有统一这一难题困扰着研发者们，对不同电动汽车动力电池的性能和要求不同，很难达到大规模普及。研发也受到了极大限制，并且设置成本高。大部分商场并不愿意花费高额价钱来设立专门给电动汽车充电的装置。车载充电机：是指固定在汽车上的充电机，来自充电桩或者家庭用电的交流电转换为电动汽车动力电池组所需要的直流电。OBC的各项参数和电动汽车动力电池组的参数必须要与汽车的性能指标、硬件设施等相匹配，所以我们需要按照动力电池组的电压电流参数划分出一个上下的界线。车载充电机安装在汽车的固定位置，就类比于汽车的发动机，可以是前置前驱、前置后驱、后置后驱等；要求轻量化、小型化、高效化、安全化。一个又轻又高功率又有安全保障的车载充电机是研发者们追求的目标。大部分研发者研发的充电机采用的是单相或者三相电取电，经整流和DC/DC变换对电池进行充电。最早的单级式车载充电机在输入功率因素和输出精度上无法同时满足设计需要，只能应用于铅酸电池。后来经过研发者不懈努力提出两级式隔离型结构，一般是前级PFC和后级DC/DC部分组成。前级PFC有的功能：进行功率因数矫正，减少了对电网侧产生的谐波污染;输出稳定的高电压，为DC/DC部分提供稳定的输入电压。刚开始研发时候是用inductance和electriccapacity组合的无源电路进行功率因数校正，此种路的功能不全，开关技术和功率半导体器件的技术越来越成熟后科学家们研发出了有源功率因数矫正(ActivePowerFactorCorrection,APFC)技术，APFC电路操作容易并且不需要大体积，电路构成简易，功率极其高——几乎达到了100%。APFC具有了很多优点。在上个世纪，单相APFC就已经被科学家们广泛的研究了，所以单相APFC的技术甚是成熟。这种拓扑结构需要的是耐压值较高的功率开关管，科学家们一般都选用IGBT开关管作为第一选择。后级隔离式DC/DC在前级AC/DC的基础上进一步进行能量转换来实现最佳的对动力电池组的充电方案。两级式电路功率因数大部分情况大于95%甚至能达到99%，其有优秀的工作效率——95%以上。除此之外，隔离型拓扑结构还为电气系统提供了高保障的安全，降低了相关的电磁干扰。是我们的至优选择。按需要调制输出宽范围电压是后级DC/DC的任务，它的工作品质的好坏直接可以决定充电机的整体效率，因此该部分的体积和质量在保证工作销量的同时要尽可能的小，以减小整个充电机的体积和质量，实现轻量化。科学家们大多是采用提高工作开关频率来减小储能元件的尺寸大小进一步减小充电机的体积，但是往往不可两全其美，高频化也会增加电路中功率开关管的开关损耗，开关的过度损耗会使充电机充电模块的在工作时温度过度升高降低了充电效率。为了使开关的损耗尽量越小越好，科学家们采用软开关技术使开关在零电压或零电流状态降低开关损耗。常见的拓扑有:移相全桥PWM-ZVS准谐振变换器、零开关PWM变换器和全谐振变换器等。1990年左右科学家研发出了LLC谐振变换器，在全部开关过程中都是在谐振状态下工作，利用谐振的作用避免了开关管在工作过程中电压和电流的重叠，消除了开关损耗的情况，电压可以在宽范围输出、灵活度大等优点也是本设计选用LLC不可或缺的原因。综上所述本设计中选用LLC谐振变换器作为充电机的后级变换器。

2车载充电机总体结构设计2.1充电模式分析充电形式的不同，汽车动力电池的寿命、充电时间的长短、安全系数高不高也会不尽相同，大部分情况业内普遍认为充电形式有:恒流充电、恒压充电、阶段性充电。（1恒流充电如图2-1(a)所示，在恒流充电模式中，充电电流是预设好的确定值，动力电池内阻伴随着充电时间增长而增大，根据欧姆定律可知动力电池的电压也会伴随着时间而增大。一旦电压达到了所设置的数值后就不再继续充电。恒流充电模式的控制方式很容易，不需要复杂的控制策略。这种方法可以杜绝充电电流大于设定值对电池产生损伤降低了电池寿命，但是有得必有失，充电的不可避免的会长一些。(2)恒压充电如图2-1(b)所示，在恒压充电模式中，充电电压是预设好的确定值，充电电流会伴随着充电时间的增加而减少，当减少到所设置的数值后，就不再充电了。恒压充电时杜绝了过度充电的难题，但充电刚刚开始的时候动力电池的内阻很小，根据欧姆定律可知充电电流会很大，大电流会损伤电池影响使用寿命。(3)阶段性充电如图2-1(c)所示，阶段性充电：首先恒流充电，使动力电池的电压逐渐升高，直至升高到设定值后就变成了恒压充电，恒压充电过程中充电电流缓慢减小到设定值后停止，最后是涓流充电。先恒流后恒压既可以缩短充电时间又可以解决充电前段时间的充电电流过大伤害电池，最后的涓流充电是在恒流恒压充电结束后对动力电池进行恒压小电流充电，此种方式一举两得。实现双赢。图2.1充电方式2.2车载充电机拓扑结构设计方案2.2.1前级PFC电路PFC电路作为一种目前比较常见的电路设计方案，已经被广泛的应用在了工控自动化、通讯等领域，可以有效的提升整个电路系统的稳定性。一般来说，PFC电路按电路中按照有无有源器件分为两种电路：无源功率因数校正电路（PassivePowerFactorCorrection,PPFC）和有源功率因数校正电路（ActivePowerFactorCorrection,APFC）。传统PFC电路仅有L和C无源器件，经过传统PFC电路改进后得到填谷式PFC电路，填谷式PFC电路是由电容和二极管构成，储能电容的充放电状态随着输入电压的变化而变化，它可以通过消除高次谐波来校正功率因数。两种无源PFC电路结构图如图3.1所示。无源PFC电路虽然制作成本低并且效率很高，结构也是很简单。但体积过大，输入的电流会有很大谐波，产生电路污染。因此大部分用于对体积、性能要求不高且功率较低的设计中[11]。而本设计所研究的是中大功率车载充电机，因此不使用无源PFC电路作为前级PFC电路的主电路，而选用有源PFC电路。填谷式PPFC体积比传统PPFC要小很多，去除了很多传统PPFC的糟粕。大功率设计中科学家们大多考虑这种方案，本设计也是学习了很多填谷式PPFC的优点。传统PPFC(b)填谷式PPFC图2.2两种PPFC电路在目前国内的新产品设计研发方面，APFC设计占据了新产品类型中的多数。想要实现APFC，按电感扼流圈有无存储电流来分类，则有连续传导模式（CCM）和不连续传导模式（DCM）两种。CCM模式比较适用于输出功率较大的场合，而DCM模式则更适用于200W以下的中功率的APFC变换器。就这两种技术的优缺点而言，CCM具有显著的优点，采用这种传导模式的APFC电路输入和输出电流纹波小、THD和电磁干扰（EMI）小、滤波容易，且RMS（RootMeanSquare）电流小、器件导通时不会产生过多的损耗，更加适应于大功率设计，所以本设计采用CCM模式。单相APFC技术研究早，有了较为成熟的技术，一般应用在功率不大的场合，它的基本原理是：对输入端的电压和电流波形的进行检测，然后控制六个功率开关管的通断使得输入电流保持与输入电压的相位相同，同时输入电流的波形接近正弦波，最终达到功率因数矫正的目的。这种拓扑对功率开关管的耐压值要求较高，所以一般选择IGBT作为开关管。在本次设计中单相四开关APFC用于单相慢充的前级电路。图2.3单相四开关APFC电路2.2.2后级DC/DC电路DC/DC是整个设计中相当有分量的研究，BMS发出指令后DC/DC根据指令信息立即做出对电压不同的输出电压及其模式的调整，保证工作顺利进行。为提高功率密度、减小集成系统的体积，DC/DC工作在高频开关状态既能提高功率密度、减小集成系统体积。并且本设计引用了softswitch的思想，通过softswitch的方法来减小因升高开关频率而增加的开关损耗，不仅可以让充电效率提高，放电效率也得到了一个可观飞跃。可以用transfomer的漏感来替换LLC谐振网络内的励磁电感，很大程度上让电路的体积得以减小到我们所期望的数值。调节开关频率固定占空比就可以使得开关管调节outputvoltage,非常的方便快捷，有了这些优点，本设计决定采用全桥LLC谐振变换器作为DC/DC后级电路。图2.4LLC谐振电路根据上文对车载充电机前级和后级电路的分析，能够得到完整的车载充电，机的拓扑结构，图2.5是车载充电机的整体拓扑结构，我本设计的结构前级选用三相六开关PFC电路，提高功率因数同时为后级提供稳定在300V的输入电压，可谓一举两得；后级选择的是全桥LLC谐振变换器来输出280V~400V的宽范围电压，还可以利用高频软开技术，降低了开关损耗。同时根据车载充电机的功能需求，选用了3个不同功能的芯片来实现不同的充电机功能，最终得到本设计充电机的主要功能结构，如图2.6所示。图2.5车载充电机整体结构图2.6车载充电机功能结构3车载充电机硬件设计车载充电机的技术指标也要严格设计，遵循国家的相关安全标准，这样才可以防患于未然，未雨绸缪的杜绝安全问题，并且这些重要数值还是设计充电机时的一个重要参考依据。本设计参考了当前国内充电机技术的现状和市场对大功率车载充电机的各项因数需求，设计一款输出功率为3kW的大功率车载充电机，充电机的主要技术指标如表3-1所示:表3-1PFC电路性能指标性能指标参数输入交流电压范围（V）220±15%额定输入交流电压（V） 220额定直流母线电压（V） 380直流母线电压范围（V） 380±20开关频率(Hz) 10k功率因素 ≥0.953.1PFC电路设计通过比较调制波与三角波来生成PWM信号，利用这个PWM信号对图中四个开关管进行控制，控制中的交流侧会产生一个fundamentalfrequency和modulationwave相同且与其幅值成比例的一个电压UAB，除基波分量UAB中还含有由高速的开关引起的highspeedharmonic，有了交流侧电感L的作用，这些highspeedharmonic并不会再对inputelectriccurrent有很大不良的影响了，所以在本设计中我们暂时可以先忽略这些不是至关重要的影响，就只是认真的考虑基波分量，那么我们的单相PFC电路的输入侧和输出侧可以就能等效成如图3.1所示的电路。单相PFC输入侧等效电路（b）单相PFC输出侧等效电路图3.1PFC等效电路(1)功率开关管的计算设计根据表3-1确立的参数，输入线电压Ui=220V,Po=6.6kw,η=0.97,那么输入功率P1为：P1=Po在输入电压为最小值时，交流侧输入电流取得最大有效值I1为I1可计算出交流侧输入电流的峰值电流IpI 设计电流定额，我们考虑到了eletriccurrent含有谐波成分，所以真实得出的实际电流数值势必会比峰值电流大一些，则取交流侧电流的设计值为26A，但我们受制于技术，并不能特别精确地得出到底是大了多少，所以就粗略的设置1.5倍的裕量，就可以计算出功率管电流定额26×1.5=39A。功率管所承受的最大电压为直流侧输出电压的峰值，直流侧输出电压为720V，同样的取1.5倍的裕量，计算出功率管的电压定额为720×1.5=1080V。综上，我们再通过查阅开关管数据手册，深思熟虑后选择了Infineon公司生产的型号为IGC70T120T6RL的IGBT功率开关管，此开关管耐压值是1200V，额定电流是75A，正好比较完美的满足了我们的设计要求，也可以完美适配电机控制模式下的工作要求。（2）交流侧电感的计算设计电路中交流侧电感有着举足轻重的作用，交流侧的电感可以完美够隔离从电网来的电压和主电路来的输入电压；又可以滤掉从交流侧来的电流谐波，这样可以得到比较完美好看的电流波形；再者让电路控制系统获得良好的dampingcharacteristic，对系统稳定性功不可没。 当输入电压为最小值时的占空比d为d=Vdc-Vin-min式中：Vdc为输出直流电压额定值，Vin-min为输入电压最小值 由式（3-3）我们知道输入电流的峰值为25.71A，依据工程经验，选择升压电感的高频纹波系数Kr为0.2,可以计算出纹波电流∆I为：∆I=λIp=0.2x25.71=5.142则满足输入电流的纹波要求的最小电感L为L=式中：fs为开关管的开关频率，取10kHz（3）直流侧电容的计算设计输出电容Cdc可以计算为Cdc式中VDC-max和VDC-min分别表示PFC电路的最大输出电压和最小输出电压，结合仿真实验保持时间为10ms,在三相电的情况下Cdc=0.00235F,在单相电的情况下Cdc=0.00217F。3.2LLC电路设计随着高压电池的最终电压随电池的剩余部分的变化而变化，其范围可达230V~450V，需要通过一定变比的变压器实现隔离和升、降压功能。采用变压器的DC/DC变换器可以分为原边逆变和副边整流的过程，调压也是原边逆变的主要功能之一，主要分为推挽正激、半桥和全桥拓扑；整流过程应实施低压大电流整改，大多数情况分为半波整流、全波整流和倍流整流。3.2.1逆变侧设计图4.4（a）为推挽正激电路。推挽正激拓扑通过电容C1和输入电压实现了对开关管电压的箝位（C1上电压为输入电压），减小了开关管的尖刺，但是开关管的电压应力为2倍输入电压，功率器件不适合高压输入的场合。图4.4（b）为半桥电路。半桥拓扑可以分为对称式半桥和不对称半桥，通过Q1、Q2的占空比是否相等来划分。对称式半桥为硬开关，不适合功率较大的电路；不对称半桥可以通过谐振参数实现软开关，但是控制复杂，在输入电压范围宽的时候占空比变化比较大，不适合电压变化范围比较大的系统。另外，半桥拓扑的开关管电流应力为全桥拓扑的两倍，总导通损耗也为全桥的两倍，而且电容体积较大，不适合中大功率的场景。图4.4（c）为全桥电路。全桥拓扑具有最多的开关管，二极管的续流损耗较大。控制方法多种多样，但其开关管目前的电流和电压应力相对较低。此外，实现软开关方便，具有明显的效率优势，全桥电路主要用于中、高功率。（a）推挽正激(b)半桥(c)全桥图3.2逆变侧主要拓扑结构为了实现全电路桥电路原边开关管管的软切换，许多学者提出了大量的拓扑结构，移相全桥ZVS软开关电路和LLC谐振软开关电路是其中的中流砥柱，如图3.3所示。（a）移相全桥(b)LLC谐振图3.3全桥软开关主要拓扑结构移相全桥的电路拓扑如图3.3（a）所示，通过桥臂间的移相控制，利用MOS管DS间寄生电容和变压器的漏感进行谐振，可以实现四个开关管的ZVS零电压开关[17]，开关损耗明显变小。移相全桥每桥臂互补导通50%占空比，桥臂之间有一定的相位差异，所以变压器一次侧的等效输入电压可以通过相位偏移来改变，大范围的电压调整可以实现。缺点是当相移角大时，电路中的循环电流大，影响整体效率。由于相位换相全桥控制逻辑简单，可以方便地实现软开关，因此大量用于各种功率等级的转换器中。LLC谐振变换器是串联、并联和串并联谐振变换器的变种，如图3.3（b）所示。LLC谐振变换器有许多突出的特性，可以在宽的电压和负载范围内工作，以达到高的整体效率。除了主电路管ZCS外，谐振变换器LLC还能同时实现ZCS副级二极管，从而减少开关损耗和反向恢复损耗。因此，计划这次选择全桥LLC谐振电路。3.2.2整流侧设计在后级电路，不仅有充电时小电流的工作状态，又含有放电时大电流的工作状态。采用二极管校正整流时，较小的导通损耗会导致较大的功率损耗。因此，采用MOS管代替二极管实现同步校正，应大力考虑MOS管的线损。全桥整流是比较常见的整流方式，MOS管道的电压和电流电压相对较小，但使用的MOS管道数量相对较多，导通损耗较大。在低压大电流的应用场景下我们选用采用如图4.6的半波整流、全波整流和倍波整流拓扑。如图3.4（a），半波整流拓扑简单，但是相对于全波整流而言，电感上的波形频率就是开关频率，电感较大，不利于提高功率密度；如图3.4(b)，全波整流变压器副边采用中心抽头，在每个正负半周都能够完成一个滤波周期，滤波电感的工作频率为2fs，因此滤波电感的感量和输出电容的容量均可大幅减小;如图3.4(c)，，与全波整流相比，倍波整流的主要优点是变压器的副侧不需要中环，电流为一半输出电流，使变压器易于设计，变压器副侧铜损耗较小。同时，分布损耗很小，但主要缺点是采用了两种滤波电感，滤波电感频率为fs，因此很难提高功率密度，有必要考虑到参数不一致造成的电流释放问题。（a）半波整流(b)全波整流(c)倍波整流图3.4整流结构3.2.3LLC电路特性分析全桥LLC谐振变换器的拓扑如图2.4所示，该电路由逆变器部分、谐振洞和整流部分组成，代表逆变器：四个功率开关管Q7-Q10；刺中含有寄生二极管和寄生电容。电路谐振腔由谐振电容器Cr、谐振电感Lr和励磁电感Lm组成、励磁电感Lm构成；开关管Q11-Q14构成了一个整流电路，T为主功率变压器。N1为原边，电源通过变压器T输送到次级N2，然后通过Q11-Q14进行修正，以获得稳定的直流电源，用以供电。LLC谐振变换器有两个谐振频率:第一个谐振频率fr，其中只有谐振电容器Cr和谐振插入器Lr参与共振，称为串联谐振频率；二是励磁电感Lm、谐振电容器Cr和谐振电感Lr参与共振的第二谐振频率，也称为串联并联谐振频率fm。其表达式如式（4-8）、（4-9）。frfmLLC谐振变换器在变频模式下通过改变开关频率调整其能量性能。根据开关频率fs、串联谐振频率fr和串联谐振频率fm之间的关系，LLC谐振变换器分为三种工作状态，分别为:工作状态1:fm<fs<fr.﹔在这种工作状态下，当谐振电流iLr与励磁电感电流iLm相等时，激发励磁电感Lm参与共振，通过整流二极管的电流是间歇性的，因此整流二极管ZCS能够实现通断。工作状态2:fs=fr﹔开关频率等于fr谐振频率，即fs<f；励磁电感Lm不再参与共振，两端的电压始终被输出电压压入nV。整流二极管电流至关重要，因此ZCS也可以关闭。工作状态3:fs>fr;此工作状态，励磁电感Lm不参与谐振，其两端的电压一直被输出电压箝位在nVo。由于此时整流二极管电流连续，工作在硬关断模式下，因此存在反向恢复问题。令K为电感系数=Lm/Lr，归一化频率fn=fs/fr,品质因数Q=LrMf根据变换器的直流增益公式，当其他变量稳定时，其他K型均对应不同的直流增益曲线。K值越大，对应于等效开关频率电压的增益幅度越小，在输入电压较低的情况下，变换器无法达到所需的增益。同时，为了得到相同的电压增益，换能器开关频率工作区必须宽，不利于共振电容和变压器等磁元件的选择，驱动电路的设计也会带来困难。K值不太大的时候变换器实现增益很容易。但Lr设置为一个数值已经是提前做好的，Lm就会偏小，励磁电感电流会大大增加，导致变压器损耗提高和降低变换器效率；;同时K较小时，从增益图曲线体现开关频率很小的波动会让有一个很大的电压增益方面的变化，闭环路就不太稳定，容易产生错误。所以K工程上一般取值2~6之间。图3.5不同K值下的增益变化K不变化，直流增益曲线会随着Q值变化发生变化。从图3-6可看出，K取值越大，对应相同开关频率的电压增益幅值越小，在低输入电压的情况下，变换器很可能不能达到目标增益值。图3.6不同Q值下的增益变化由输入阻抗感性容性分界线和直线fn=1，可将变换器的工作区域划为三个部分:fn=1的右侧为区域Ⅰ﹔阻容分界线的右侧，fn=1的左侧，为区域Ⅱ﹔阻容分界线与fn=1的左侧为区域III。区域I:此时fs≥fr，增益小于1，变换器工作在降压模式，由于在阻容分界线右侧，故原边开关管能够实现ZVS，但是由于开关频率过高，谐振电流不能与励磁电流相等，副边整流二极管不能实现ZCS，存在反向恢复问题。区域II:此时fs<fr，增益大于1，由于在阻容分界线右侧,故原边开关管能够实现ZVS，同时由于开关频率降低，在谐振过程中存在谐振电流与励磁电流相等的阶段，即变压器原副边没有电流流过，因此，工作在此区域还能实现副边整流二极管的ZCS。区域Ⅲ:由于工作在此区域，变换器原边开关管不能实现ZVS，故一般避免此种情况的发生。图3.7LLC电压增益曲线LLC谐振变换器的性能指标如表4-2所示表4-2LLC电路性能指标性能指标参数额定直流母线电压（V） 380直流母线电压范围（V）380±20额定输出电压（V） 320输出电压范围（V） 320±90额定高压输出电流（A） 25额定低压输出电流（A） 100谐振电感与励磁电感之比K 2.5串联谐振频率(Hz) 100k（1）变压器匝数比的确定对LLC谐振变换器的工作原理分析可知，当其工作在谐振频率点时效率最高，因此需将该点设置为谐振变换器的额定工作点单相QUOTEn=VDCVout+Vf=450320+1.5≈1.4式中Vf和为开关管的管压降，Vout为输出电压额定值（2）最大增益和最小增益最大增益点Mmax在输入电压最小且输出电压最大时取得单相Mmax式中：QUOTEVout-max为最大输出电压，Vdc-min可得到单相电的Mmax=1.20同理，最小增益点Mmin在输入电压最大且输出电压最小时取得：单相：Mmin式中：Vout-min可得到单相电的Mmin=0.71（3）最大工作频率和最小工作频率当品质因数Q为0，即LLC变换器处于空载运行状态同时电压增益最小时可获得最大的开关频率，根据计算出的最小增益可得到最大开关频率为fsmaxfsmax取值1.4x105最小开关频率在当最大增益在纯阻性电压增益上时可以获得，根据计算得到的最大增益，可计算出最小开关频率为fsmin=f11KMfsmin取值7.53x104（4）品质因数Q根据所得到的最大增益可得到电路的最大Q值Qmax在电路的设计中，为了满足最低增益的要求，需将品质因数Q的取值取成其最大值的95%，即将Qmax=0.80x0.95=0.761得到在K=2.5,Qmax=0.761的系统增益空间分布曲面，如下图所示：图4.12系统增益空间曲面图（5）变压器原边等效阻抗将副边整流电路的基波交流等效输入阻抗折算到高频隔离变压器的原边，就能够过的由变压器一次侧看过去的等效阻抗R'R'式中，RL为输出负载，Ω(6)谐振电感Lr、谐振电容Cr和励磁电感Lm根据Q值和开关频率，最终可以获得谐振电感Lr和谐振电容Cr的计算式LrLr取2.95x10-5HCrCr取2.42x10-5F再由电感比值K，可得到励磁电感Lm的值Lm

4控制策略设计充电机的软件也是设计中的重头戏。前级单相APFC电路被SVPWM双闭环控制，外回路MCU通过电压传感器采样输出电压，然后通过PID调节器输出内回路的指令值，与电流传感器对输入电流的采样进行比较，使输出稳定，功率因数约为1。BehindLLC是单闭环控制，可降低输出电压，并通过间隔型II模糊PID控制器转换开关频率，实现设计所需的软开关电路。4.1前级APFC控制策略图4.1显示了当电网输入电压为正时的开关状态，当Q3接通时，输入电流下半部分流过LI、Q3、D4和L2，上半部分流过L1、D1、Q2、L2，这个状态下，LI和L2存储来自电网的电能。当Q3关闭时，如图4.2，电流经L1、D1、Cdc、D4、L2开始下降。当电网输入电压为负，Q4工作以获得高功率因素。通过反复开/关切换，获得较高的性能功率因数，同时为直流母线电路提供合适的充电电压。图4.1输入为正，Q3开启图4.2输入为正，Q3关闭由上述可知，前级主要控制下桥臂的Q3，Q4的开关以达到提高功率因数以及交、直转换的目的。驱动形式主要采用SVPWM空间矢量脉宽调制，控制策略主要采用双闭环PI控制，采集母线电压Vbus，与期望母线电压作差，将偏差后送入PI控制器得到期望电感电流，采集电感电流数据后取绝对值以排除电流方向干扰在与期望电感电流做差，将偏差后送入PI控制器得到期望电流值，再与三角载波比较得到实时的开关PWM值。由于不同方向的电流需要控制不同的功率开关管，所以应当再采集实时的电网极性，以判断执行机构的选取。图4.3前级PFC控制框图4.2后级LLC控制策略4.2.1PID控制PID控制器是由Proportionalunit(P)、Integralunit(I)、differentialunit(D)构成。是一种非常经典基本的控制理论，它的控制结构简单、稳定性好、调整方便而且使用中不需要精确的系统模型，正是因为有这些优点所以本设计基于设计理念和现实条件选择了PID控制器。proportionalcontrol是一种最简单的控制方式。其控制器的输出与输入误差信号成比例关系。当仅有proportionalcontrol时系统输出存在稳态误差。在Integralcontrol中，控制器的输出与输入误差信号的积分成正比关系。对一个automaticcontrolsystem，如果在进入稳态后存在稳态误差，则称这个控制系统是有稳态误差的或简称Differentialsystem。为了消除steadystateerror，在控制器中必须引入积分项。积分项对误差取决于时间的积分，随着时间的增加，积分项会增大。这样，即便误差很小，积分项也会随着时间的增加而加大，它推动控制器的输出增大使稳态误差进一步减小，直到接近于零。因此，proportion+integration（PI）控制器，可以使系统在进入稳态后几乎无steadystateerror。在Differentialcontrol中，控制器的输出与输入误差信号的微分成正比关系。自动控制系统在克服误差的调节过程中可能会出现振荡甚至失稳。其原因是由于存在有较大惯性组件或有滞后组件，具有抑制误差的作用，其变化总是落后于误差的变化。解决的办法是使抑制误差的作用的变化“超前”，即在误差接近零时，抑制误差的作用就应该是零。这就是说，在控制器中仅引入“比例”项往往是不够的，比例项的作用仅是放大误差的幅值，而需要增加的是“微分项”，它能预测误差变化的趋势，这样，具有比例+微分的控制器，就能够提前使抑制误差的控制作用等于零，甚至为负值，从而避免了被控量的严重超调。所以对有较大惯性或滞后的被控对象，比例+微分（PD）控制器能改善系统在调节过程中的动态特性。本文中LLC部分就是在PID的基础上对变换器进行控制。4.2.2区间二型模糊控制TypeIfuzzycontrol它是一种比较简单的控制方法，具有模糊数学的基本思想和理论。在传统控制中，影响控制质量的最重要因素是控制系统的动态模式是否准确。系统的动态信息越详细，就能实现越精确的控制。但对于复杂系统来说，由于变量太多，很难描述系统的动力学，因此科学家们尽力降低系统的动力学以达到控制的目的，但结果并不令人满意。传统的控制理论对某些系统具有很强的控制能力，但如果面对过于复杂或难以适应的系统，它将无法做到这一点，所以我们尝试用模糊数学的概念在动态控制中处理这些问题。我们可以这样理解“一型”和“二型”的区别，比如说我们说今天的温度是30°，这就是“一型”，而如果说今天的气温是30°到35°，那么就是一个区间；这个区间就是由30到35这中间。这就是“二型”。二型注重了“包容”，即为区间。区间的意义是理解二型很重要的一个点。二型模糊集一般分为两种，即广义二型模糊集(GT2FS)和区间二型模糊集(IT2FS)，区别是对次隶属度取值的定义。当次隶属度函数类似于一型模糊系统使用不同的函数（如triangleform、gaussform等）来描述时，该二型模糊集即为GT2-FS；而所有的次隶属度取值为1时，即为IT2-FS。一型模糊逻辑如图4.4(a)，用来刻画对象模糊程度，用的是隶属度函数；问题是有时候这个隶属度函数都是模糊的，所以重新引入一个次隶属度函数来刻画这个隶属度函数的模糊性；这个叫二型，区间二型是二型的一个简化如图4.4(b)，将次隶属度函数值定义为1，避免了次隶属度函数的选取，使得计算简化。(a)一型模糊逻辑(b)区间二型模糊逻辑图4.4模糊逻辑框图之所以本设计采用区间二型模糊控制，是因为动力电池充电过程中端电压随着电池电能余量升高而升高，而导致了充电机在整个充电过程中的输出范围较宽，大致可到230V~450V，这导致了普通的PID算法难以在如此宽范围内对其保持一个有效的控制效果，其PID参数需要保持一个随动的效果，故此引用了模糊控制思想，在不同的范围保持一个不同的PID参数。而引入二型模糊是因为电路本身存在一定的纹波系数，即输出电压在一定范围内波动，可视作对电路系统自身即存在一定的扰动。在小扰动的干扰下，普通的一型模糊难以维持一个较好的控制效果，输出容易产生一定的波动，对部分精密传感器和器件有较大影响。而二型模糊自身将隶属度函数再次模糊化，比一型模糊系统对于小扰动和非线性系统有更好的控制效果，能够在一定的扰动下保持一个稳定输出。此时，后级LLC的控制框图如下图所示。图4.5后级LLC控制框图

5仿真分析5.1前级PFC仿真设计图5.1前级PFC电路模型设计图5-1是利用Matlab仿真平台搭建的PFC电路仿真模型，仿真条件设置为:(1）交流电压:220VAC/50Hz;(2）直流母线电压:380士20VDC;(3）输入电感:4mH;(4）输出电容:2000F;(5)开关管:IGBT;(6）二极管:普通整流二极管;(7）开关频率:10kHz。其具体电路如图5.2所示，为单相四开关APFC电路，额定母线电压为380VDC。图5.2前级PFC电路模型其仿真结果如图5.3所示，其峰值电压约为385.2V，其最低电压约为381V，成近似于正弦信号波动，满足预设电压380±20V的区间范围，有着较好的调压能力以及较高的功率因素。图5.3母线电压图像5.2后级LLC仿真设计5.2.1后级仿真模型图5-4是利用Matlab仿真平台搭建的DC/DC电路仿真模型，仿真条件设置为:(1）母线电压:380VDC;(2）输出电压:280~420VDC;(3）谐振电感:2.95x10-5H;(4）励磁电感:6.05x10-5H;(5)谐振电容:2.42x10-5F;(6）滤波电容:4x10-4F;(7）开关频率:75~140kHz。图5.4后级DC/DC电路模型其内部电路模型如图5.5所示，采用全桥LLC型谐振电路。图5.5LLC电路模型5.2.2模糊控制隶属度根据偏差大小，将其按照区间划分为5个论域：NB、NS、Z、PS、PB，一型模糊系统其隶属度函数用gauss函数表示，关系如下图5.6所示。图5.6一型模糊隶属度函数其模糊控制面如图5.7所示，偏差越大则模糊控制力度越大。图5.7一型模糊控制面在一型模糊隶属度函数关系上再将原本的隶属度函数再次模糊化，其设置方式如下图5.8所示，得到二型模糊控制系统的隶属度函数以及控制面。图5.8二型模糊隶属度关系图5.9二型模糊隶属度函数图5.10二型模糊控制面由图5.10可知，二型模糊控制面在空间呈现一定的曲率关系而非一型模糊的平面关系，这也表明二型模糊在控制带小扰动的非线性系统优于一型系统。5.2.3仿真结果如图5.11表示变压器两端电压，主边保持380V直流电不变，副边此时稳定在300V，周期与主边吻合，图像较为理想。图5.11变压器主副边电压波形其逆变侧开关管电流电压的波形如下图5.12所示，上方为开关管电压波形，下方为电流波形。易得开关管的电流相位超前于电压，整个逆变侧电路开关管处于软开关状态。图5.12逆变侧开关管电流电压波形谐振腔电流电压波形如下图5.13所示，易得电流电压不同相，电压处于峰值时电流易处于直线峰值，即传输功率稳定。图5.13谐振腔电流电压波形输出电压如下图5.14所示，由图可知输出电压在298V~303V波动，即电压纹波约为1%，表明电路处于一个较好的稳定状态。输出电流如图5.15所示，大致范围为9.32~9.48A，波动幅度较小。输出功率如图5.16所示，于2780W~2970W浮动，满足整体精度要求。图5.14输出电压波形图5.15输出电流波形图5.16输出功率波形结论与展望在研读了大量关于车载充电机和区间二型模糊控制有关文献的基础上，立足于新能源电动汽车是未来汽车行业发展大势所趋，为了充分发挥出区间二型模糊控制系统所具有的优点，本次车载充电机设计是基于Matlab/Simulink所做出的电控系统仿真，充分发挥了区间二型模糊控制的优势和特点，在兼顾性能和和成本的同时，还让该系统有一定的实用价值。该系统基于隔离双级式的电路结构，在该基础上通过二型模糊控制