【《电动汽车ATM换挡执行机构控制系统优化探析案例报告》5900字】

电动汽车ATM换挡执行机构控制系统优化分析案例报告目录TOC\o"1-3"\h\u601电动汽车ATM换挡执行机构控制系统优化分析案例报告 1169761.1换挡执行机构分析与建模 18161.1.1换挡执行机构工作原理 1193781.1.2换挡执行机构建模与分析 2267431.2换挡执行机构仿真模型建立 3103011.2.1仿真软件介绍 4317121.2.2仿真模型建立 421831.2.3仿真实现 5190901.3换挡执行机构控制算法优化 641931.3.1双闭环控制方式选取 639251.3.2基于频域图的控制器参数优化 712171.3.3基于分数阶PID的电流环优化 9254261.3.4模糊分数阶PID的位置环优化 121.1换挡执行机构分析与建模全面而深入的了解被控对象的动力学特性对于控制系统的设计有着重要的意义，故本节分析了换挡执行机构及其各部件的的工作原理，在此基础上，建立其合理的数学模型。1.1.1换挡执行机构工作原理本文研究的AMT系统的换挡执行机构由电机、滚至丝杠、拨叉构成，其结构图如图4-1所示。图4-1换挡执行机构结构图图4-2换挡机构动力传递路线示意图1.1.2换挡执行机构建模与分析1.1.2.1换挡电机分析与建模换挡电机作为换挡执行机构的动力源，对换挡位置控制起着决定性作用，换挡电机的控制精度直接影响着同步器位置的控制精度，对挂挡过程产生着影响。故，为对换挡电机实现精确控制，对其进行以下的分析与建模。本文选取的电机为永磁有刷直流电机，其主要由以下六个部分组成：电刷、转子绕组、定子铁芯、定子永磁体、换向器等组成，其结构示意图如图4-3所示。图4-3永磁直流有刷电机结构简图其中。转子绕组是由多个绕组构建成，电枢磁场是由转子绕组在外加电源的激发下产生，它会由定子永磁体产生静止磁场相互作用产生电枢扭矩，驱动电机转子运动。电机转动过程中，为保证定子磁场与转子磁场的作用过程不会叠加，转子绕组需要按照不同的顺序激励绕组线圈。直流电机的电气示意图如图4-4所示：图4-4直流电机电气示意图直流电机施加端电压时，转子绕组线圈中产生电流，线圈左右电流方向相反，并且励磁磁场方向相反，根据楞次定理，左右线圈所受安培力方向相反，两个力共同作用形成扭矩带动绕组线圈转动。转子转动的同时，转子绕组与励磁磁场相互作用产生感应电动势，也称作反电动势，方向与供电电压方向相反。根据电压平衡可得电气方程式为：U=R根据电磁学原理，感应电动势正比与电枢线圈的转速和励磁磁通量，可得感应电动势公式：E=K其中Kc为反电动势常数，它与电机内部结构有关，∅电机稳定工作的时候，电流不随时间的变化而变化，因此didtn=U−Ri电枢绕组线圈在励磁磁场中受电磁力从而产生电磁转矩，电磁转矩正比于电枢电流，电磁转矩公式如式：T=K其中T为电机电磁转矩，Km电机在转动过程中，除了受到电磁转矩外，还受到内部摩擦等阻力产生的阻尼扭矩，转子轴转动过程中由于加速产生的惯性负载扭矩以及输出轴外接负载产生的负载转矩，由此可以列出转矩平衡方程式。T=K其中J为电机转动惯量,Kf为电机阻尼系数，由式得到换挡电机状态变量随负载扭矩和端电压变化的响应关系。1.2换挡执行机构仿真模型建立为了使本论文的研究内容更加实用，考虑换挡执行机构工作情况和各部件特性，运用西门子公司的AMESim软件建立更加接近实际的系统模型，并基于AMESim与MATLAB的接口技术，在MATLAB/Simulink中搭建控制器部分的模型。通过AMESim与Simulink进行的联合仿真验证本论文所研究的位置跟踪控制算法。1.2.1仿真软件介绍1.2.1.2AMESIM与Matlab联合仿真介绍1.2.1.2联合仿真的设置对换挡执行机构控制系统进行Amesim与Matlab联合仿真，需要对两个仿真软件对接接口进行设置，在AMESim中搭好系统模型和完成联合仿真接口设置后，与MATLAB中搭建好控制器模型即可完成联合仿真的设置，然后在Simulink中即可运行仿真。1.2.2仿真模型建立1.2.2.1换挡执行机构AMESIM仿真模型建立根据上文中换挡执行机构工作原理，可将该系统分为换挡电机模块、传动系统模块、控制器模块等，并以Amesim仿真平台搭建了换挡执行机构控制系统模型如如4-9所示。1-控制模块；2-换挡电机；3-螺杆机构；4-质量块；5-位移传感器；6-接合齿圈；7-输入轴等效惯量；8-输出轴等效惯量；9-电流传感器图4-9换挡执行机构Amesim仿真模型1.2.2.2控制器Simulink仿真模型建立根据上一节中对各部件工作过程的动力学分析和数学模型建立，可得到作为控制量的换挡电机输入电压U和作为给定量的同步器位移x之间的关系式，其传递函数G(s)可写成：Gs=故可得到一个闭环控制系统，其结构如图4-10：图4-10单闭环位置控制结构图即可利用PID控制器，根据同步器实际位置和目标位置的差值，计算输出控制电压U，实现对接合套的位置控制，接着建立控制系统的仿真模型如图4-11所示。图4-11控制器Simulink仿真模型以上即完成了在AMESim与MATLAB中的系统模型和控制器模型搭建，。1.2.3仿真实现以搭建好的换挡执行机构控制系统仿真模型进行仿真，控制指令给定一个同步器位置轨迹，仿真时间设为0.1s，进仿真实验，仿真结果如图4-12所示。图4-12联合仿真结果图从仿真结果可以得知，联合仿真可正常运行，换挡电机控制同步器对目标位移进行了跟随，但跟随效果较差，故下面对换挡执行机构的控制系统进行分析和优化。1.3换挡执行机构控制算法优化1.3.1双闭环控制方式选取1.3.1.1问题分析通过建立的闭环系统模型已达到对同步器的位置控制，但其精度而稳定性存有隐患，根据本节对换挡执行机构控制系统的建模分析，可得到电机的动力学方程式：Te又因为换挡电机的角位移是与同步器的轴向位移一一对应，时刻保持同步的，故可以得到对同步器的位置控制实际上是对换挡电机角位移的控制，而根据式3-7换挡电机的角位移是由电机的电磁转矩即电流控制的，而对于单闭环控制系统，其控制量为电机输入电压U，故无法直接得对决定同步器位置的电机电流进行控制，故为得到期望的电机电流，只能通过电压间接控制，而在间接控制中，不属于闭环控制，从而缺少反馈，若发生干扰将对电流控制精度产生极大影响。另一方面，换挡执行机构中的换挡电机具有灵敏度高，工作频率高的特点，而对于位置-电压的闭环控制回路，位置变化频率较电机工作频率存在较大差距，若为匹配换挡电机较高的工作需求而将闭环系统开环截止频率升高，将有可能导致位置反馈信息中出现噪声或干扰，改干扰将会传递到对换挡电机电压的输入，从而导致位置控制的失准。故为避免以上换挡执行机构控制系统中的缺陷，采用双闭环控制方式至关重要。1.3.1.2双闭环控制系统设计根据式3-7，可将系统的传递函数写为：G1G2可得控制器结构如图4-13所示。图4-13双闭环位置控制结构图3.2.1.3双闭环控制仿真分析为显示双闭环控制方式的必要性，对电机输入电压加入扰动信号，模拟实际工作情况进行仿真，得到同步器位移仿真位移结果如图4-14所示。图4-14同步器位移仿真结果图从结果中看出，双闭环控制方式由于具有电流反馈，能够对系统发生的扰动做出及时的反应，使得控制效果获得了提高。但双闭环控制的控制效果仍存在一定限制，双闭环控制系统中存在两项控制器使得控制器参数的整定需要有更好的协同性，整定过程要求更高；并且对于负载扰动与非线性因素的抑制仍需合适的控制器参数与合适的控制器完成，1.3.2基于频域图的控制器参数优化1.3.2.1问题分析上一节中使用双闭环控制方式提升了控制效果，但对于位置电流双闭环中的电流环，换挡电机响应性与灵敏性较高，在挂挡过程中可快速地驱动换挡电机输出需求转矩，其在频域特性中存在幅值裕度低，易发生超调的现象。在使用PID进行控制时，而在PID参数整定时常使用以时域指标进行整定，即无法校正系统存在的超调问题，其阶跃响应图和频域图如下图所示。图4-16以不同时域指标整定的阶跃响应图图4-17系统开环伯德图从时域性能图和频域特性图可以看出，在使用通过时域方式整定的PID对系统进行校正完成后，幅值裕度仍较低，使得电流环不稳定，即时域整定PID参数的方式只满足了时域指标如上升时间，无法兼顾频域性能，使得电流环经PID校正后仍存在幅值裕度低，易发生超调的情况，故可采用基于频域特性的整定方法，基于频域图的PID参数整定是通过以频域特性如幅值裕度相位裕度等为指标进行整定，此方法即可针对电流环幅值裕度而做出校正，使系统的控制性能更加均衡。1.3.2.2基于频域图PID控制器整定系统的频域曲线应保持开环截止频率较高，以保证系统响应速度；相位裕度较大，以保证良好的稳定性，超调量较小；为作对比，截止频率取与传统时域整定方法得到的PID相同的截止频率w=126.3rad/s，幅值裕度取工程上常用的60°，得到频域整定的PID：G（s）=1.12+250s-1+0.015s并作出系统开环伯德图如图4-18所示，图4-18不同整定方法下的系统开环伯德图可以看到在截止频率相同的情况下，基于频域图的整定方法使系统获得了更多的幅值裕度，弥补了电流环存在的问题。1.3.2.3仿真分析为验证基于频域图整定控制器参数后的控制优化效果，给定电流环一个阶跃信号，进行仿真，其中传统整定方法是以上升时间为0.007s的时域指标，整定得到的PID：G（s）=1.03+331.6s-1+0.02s，基于伯德图整定方法是以传统整定方法相同的截止频率w=126.3rad/s，相位裕度=60°,得到的PID：G（s）=1.12+255s-1+0.015s，得到其电流环阶跃响应图如图4-19所示。图4-19传统与频域整定方法变化信号结果对比可以看出，频域整定法在以上升时间相差不大即响应速度相差不大时，有效降低了系统超调量，弥补了电流环易发生超调的问题。1.3.3基于分数阶PID的电流环优化1.3.3.1问题分析频域整定法已使电流环稳定性提高，但是通过参数整定对幅频曲线的校正效果有限，传统的整数阶PID由于其积分项微分项阶次固定为1，即幅值曲线的斜率固定，相频曲线只可提供以90为倍数的相角，故在幅频曲线校正上，存在一定限制，针对这种情况，可使用分数阶PID，其积分项微分项可调，即在相频和幅频特性校正得更加灵活，且针对电流环存在易超调的问题，可更充分得校正，且通过其良好的校正能力，可弥补频域整定法针对幅值裕度校正而失去的响应速度。1.3.3.2分数阶控制器设计根据第二章中对分数阶PID的研究，可知不同阶次下对应的时域特性变化趋势，故选择对于分数阶的阶次，选择可使系统超调量小且上升斜率大的λ<1,u<1，根据得到的取值范围，以对理想伯德函数误差最小寻优的整定方法，整定分数阶PID控制器，得到Gs图4-20不同控制器下的系统开环伯德图可以看出，分数阶PID使得系统在幅频曲线上，相比传统整数阶在低频区域具有更低的幅值，利于使超调降低；在相频曲线上，相比传统整数阶整体相角差较低，滞后较小，响应性提高，在截止频率处变化较小，稳定性提高。1.3.3.3分数阶PID控制器仿真分析为验证分数阶PID控制器的优化效果，进行仿真，其中频域法整定的传统整数阶PID取：G(s)=1.12+255s-1+0.015s，分数阶PID为整定好的Gs图4-21不同PID控制器阶跃响应图从结果可以看出，即分数阶PID在Kp与频域法整定的PID相同的情况下，通过积分项和微分项阶次可调，获得了更好的性能，其超调量较小，且在响应速度上略快于时域整定法，发挥了分数阶PID良好的校正能力，使得电流环同时获得了较好的稳定性和响应速度。图4-22位置跟随中的电流曲线图图4-23不同控制器下目标位移跟随结果从结果可以看出，通过使用分数阶对电流环的优化，提升对位移的跟随效果，使同步器位置控制的精度提高。1.3.4模糊分数阶PID的位置环优化1.3.1.1问题分析前几节对于电流环已做出较好的优化，但在换挡执行机构控制上，不光存在系统本身的缺陷，时常存在外界因素，在挂挡过程中，发生的同步器与接合齿圈的碰撞对换挡执行机构的位置控制产生了较大的影响，其碰撞情况下的位置控制结果图如图4-22,4-23所示。图4-22同步器位移曲线图4-23负载扰动其中，通过前文对换挡机构的建模与分析可知，同步器与接合齿圈发生碰撞可等效成运动方程中的负载力矩，其在控制系统中属于扰动量，且随机发生，属于非线性因素，而参数固定的控制器难以取得较好的控制效果，故可使用具有自适应性的模糊算法。模糊控制不需要建立精确的数学模型，凭借经验即可完成，同时具有动态响应性能优、鲁棒性好的特点，其工作过程是系统采样得到误差输出值e(k)，误差变化率△e(k)，根据隶属度函数、模糊规则表进行推算，得到PID参数的修正量，实现参数的在线自调整。而模糊PID根据工作过程中系统的变化实现控制器参数的特性使得系统对于响应性和抗扰动性能提高，使得控制系统能更好地应对在同步器碰撞等复杂工况下曲线的跟随问题。1.3.1.2模糊PID设计根据上一小节的研究，对位置环也使用了分数阶PID进行优化，故加入模糊算法后，将对分数阶PID中5个控制参数的进行自适应调节。设模糊控制器的输入变量为变量E和误差变化Ec输出变量为控制器参数的修正量，每个变量都有七个模糊子集，全为{FB,FM,FS,ZO,PS,PM,PB}输入输出变量隶属度函数均采用三角型。表4-1模糊控制论域与模糊子集为使闭环控制系统获得较好的响应性和抗扰动性能，对模糊控制的核心模糊规则进行如下设计：对于Kp在控制初始阶段应当选取较大的Kp，快速消除误差，控制中期，选取较小的保证响应速度的同时防止出现过大的超调，控制后期主要为了消除稳态误差，由于误差较小，应选取较大的Kp。对于Ki控制初期应采用较小的积分环节系数，甚至可以取消积分环节，而控制中期，为了提高系统的稳定形，积分环节应取适中以防止出现过大的超调量，控制后期，为了快速消除稳态误差，应采用较大的积分系数，减小调节时间。对于Kd在控制初期阶段，