【《带三相PFC数字直流电源模块设计》10000字】

带三相PFC数字直流电源模块设计摘要随着我国的电动汽车逐步进入人们大众的生活和视野,电动汽车在行业中已经得到了一个很快的发展,为了更好地推广和应用电动汽车,需要拥有大量的电池和充电桩,充电站正在为越来越多的电动汽车提供服务,由于电动车供能使用的是蓄电池,所以需要一种优秀的整流方法使电动车充电时能获得稳定的电流,且对电网本身不会造成影响,本文研究的数字电源方案具有性能优良,具有良好的工程应用前景。本课题筛选了8kW的数字直流电源的三相整流方法,最终选定了三相VIENNA整流器。分析了整流vienna各个整流器的基本结构和具体工作控制原理,说明了整流vienna在各个整流器各自的整流开关和在运行中断状态下的具体结构工作原理情况,建立了整流器系统在abc坐标系和dq坐标系下的数学模型;进一步引出了VIENNA整流器的控制算法SVPWM控制算法。根据整流器电路的设计要求以及工作环境要求在整流器的基础上加入了电压电流双闭环控制,然后选择合适的电路元件,包括开关管MOSFET、二极管、变压器、电容、电感等。基于以上工作,在MATLAB/simulink平台验证了方案的可行性,并且检测了系统的功率因数校正能力和电路的带负载能力。关键词：VIENNA整流器；数字电源；simulink仿真；控制电路；功率因数目录摘要 4ABSTRACT 5第1章绪论 61.1课题背景及研究的目的和意义 61.2数字直流电源的发展现状 81.3本论文的主要研究内容 12第2章数字直流电源整体方案设计 132.1三相VIENNA整流器拓扑分析 132.2VIENNA整流器的数学模型 152.3初步方案设计 152.4本章小结 15第3章基于空间矢量的整流器调制原理 153.2.1传统VIENNA整流器控制算法 183.2.2SVPWM控制算法的简化 19第4章VIENNA整流电路的系统设计与仿真 204.1.1输入电感设计 214.1.2功率开关管设计 224.1.2输出电容设计 23第5章结论和不足 315.1结论 315.2不足 32致谢 33参考文献 34第1章绪论1.1课题背景及研究的目的和意义自从1886年卡尔佛里特立奇本茨发明汽车至今225年,汽车快速发展,已经成了全世界最常见的交通工具,每天都有不计其数的汽车被生产出来。汽车从问世至今的绝大部分时间都被认为是在生产中使用大量的汽油和天然气作为能源,目前由于汽车和电动机对石油的大量消耗已经成为了当今世界上人类和地球石油资源所消耗的主要因素和组成部分,就拿一个我国来说举例,每年在生产中使用的汽油和电动机所消耗的大约是石油总量的1/3,而且随着近几年我国生产的汽车和电动机数量的不断扩大,这个数字还会一直增加。如此看来,在接下去的许多年内,汽车行业仍然是消每年消耗石油量最大的行业,据科学家估计30年后汽车行业对石油的消耗量将达到总消耗量的80%以上,这将对我国能源安全乃至世界能源安全造成严重的威胁。汽车在运行过程中燃烧汽油来获得能量,在这一过程中产生了大量的有害气体散播到空气中,严重污染了大气的环境,长期处于这样的情况下不仅人们的身体容易出现各式各样的疾病,还严重破坏了自然环境,在一定程度上延缓了我们社会的发展。由于汽车燃油缺陷造成的问题,近年来世界各国也在全力的研制电动汽车。2008年,美国的特斯拉公司正式对外发布了这是世界上第一款采用新能源的纯电动汽车,引起了世界的轰动,开启了电动汽车的时代。与燃油汽车相比,电动汽车更多地使用了大量的电能作为主要的能量来源,这样一起来即大大减少了人们对于石油的浪费,而且也没有造成严重的空气污染且噪声也非常小,真正可以做到"零排放"和"低噪声"。虽然电动汽车被人们寄予厚望,但是在使用过程中依然暴露了许多缺点,其中最大的问题是电动汽车的续航问题,造成这一问题的原因也有很多:充电设施不完善、车载蓄电池容量不足、充电时间过长等。所以有许多电动汽车并非完全电动,而是使用混合动力作为能源,电能和燃油交替使用。为了解决这一问题,电动汽车的锂离子能源电池技术以及其充电处理技术也正在高速发展,在未来,在出现更加优秀的能源之前,电动汽车一定程度上将会逐渐替换成燃油电池汽车在市场中地位,这无疑是我国历史与现代社会经济发展的一个必然结果。而电动汽车的充电技术就是推动这一进程的不可缺少的助力,我国政府也对这项技术有高度的重视。低碳环保经济电动汽车能够取代燃油汽车的关键。其中,电动汽车充换电技术作为广泛推广电动汽车的基础引起了各方广泛重视。随着混合动力车逐步向纯电动汽车转变,电动汽车的充放电技术必然成为最关键的技术之一。比如近两年火热无线充电技术,目前主要应用在移动手机、计算器、随身听等中大型小功率装置的充电上,还无法应用于大型充电设施。不过随着无线电动充电设备技术的逐渐成熟,电动汽车将被广泛认为将会是最具未来发展潜力的无线电动充电设备市场。目前，电动汽车充电设施的建设仍然远远不能满足电动汽车大规模的发展，因此为了满足电动汽车未来发展得需求，中国需要加快充电系统发展的脚步，不仅要能满足当前电动汽车的需求，而且要比电动汽车发展的更快一步，只有让消费者们感到方便，才能吸引更多的人去购买，同时也能加快电动汽车产业的发展，因此，对充电技术的研究是非常具有意义的。近几年来,为了引进电动汽车,建造了许多的电动汽车充电站与一些充电桩,甚至可以说是随处可见。但是目前在电动汽车上的这种充电机要想尽量减少电动汽车进行充电所需要花费的工作量,在保证充电质量时就不尽人意了,由于电动汽车的充电机是一种非线性负载,在充电时会给电网带来很大的谐波污染,因此研究带有功率因数校正功能的整流器具有重要的意义。1.2三相VIENNA整流器拓扑的发展PWM整流器技术目前主要是针对中等功率容量整流单元的较大功率关断因数而广泛采用的主要整流技术,一般都认为需要注意选择功率自关断和切断小的器件。三相PWM开关整流器的电路设计在几乎没有需要增加任何软硬件的基础条件下,即电路可以直接驱动实现交流电源和电路能量的双向相对流动,电路的工作性能稳定及过程控制技术战略的实际应用性被广泛地深入研究,这也是目前关于我国原子电力和化学微波工程机械电子工程学界的一个重要研究热点。PWM整流器的存在主要依靠对功率因数的校正及谐波抑制。70年代早期,国外就已经开始对该项技术的基础性研究,80年代后期伴随着全控型器件问一世,采用全控型器件实现PWM整流的技术研究步入了高潮。PWM整流器的特点是其主集成电路拓扑结构这种方法在最新发展的近几十年里从未得到过巨大的突破,主集成电路设计的根本原理之一就是在维护和保持系统稳定运行的基础上,尽量改善和简化集成电路的拓扑结构,减少集成电路的开关元件次数,降低总造价和成本,提高系统的安全和可靠度。就其应用现状而言,由于较低电压型号的PWM电压整流器的结构设计和技术实现相对容易,并且.它们同时具有较简单的电流拓扑电路结构和较高响应速度(仅仅相对于较低电流型号的PWM电压整流器而一言),配置简单的直流输入电压滤波器元件即可同时达到较低的直流电磁干扰等巨大优势.这种电压控制整流技术已经发展成为控制PWM型整流器未来技术发展的一个根本性质和关键。近年来,有关PWM振动整流器高频振动整流以及控制传动系统相关技术的各项基础性课题研究紧紧地结合围绕以下几个主要技术方面一并提出了更高要求;1)可以减少AC侧输出电流的畸变率,降低它们对电网产生的负面影响。一般情况下,AC侧输出电流的频率和总谐波畸变比值应该是在整个负载波动的频率之间。2)提高功率因数,减少整流的非线性,使之对电网而言相对于"纯阻性负载"。3)大大增强了系统的可靠性和动态反馈能力,降低了系统可靠性和反馈的时间。4)降低系统的开关损耗,提高整个装置的效率。5)减少直流侧纹波系数,缩小直流侧滤波器体积,减轻重量。6)改善直流侧输出电压的利用率,扩展对调制波频率的控制。近年来，不控整流器和晶闸管整流器已经被运用到各种各样的电路之中，虽然它们结构简单、技术成熟，但是还有很多缺点，不控整流的电流波形失真，并且这将产生许多的奇次谐波，致使电流的功率因数下降。ebecebeceapnLCo（a）不控整流器拓扑（b）不控整流器电流电压波形图图1-1不控整流电路及其波形图1-2所示为奥地利学者J.W.Kolar在1990年发明的VIENNA整流器[3]。图1-2VIENNA整流器如图1-2所示。VIENNA整流器，其中包括三个功率晶体，可以控制输出电压。输入只需要三条电源线，不需要连接对应中性点的线主回路维持电阻特性，升压式架构（输入电流连续）单向的功率流高功率密度低的导通共模EMI噪声要控制使中性点电压稳定，比较简单，低复杂度、实现成本低、低导通损失、在电源三相不平衡，或是电源失效时，仍有可靠的行为特性。1.3VIENNA整流器控制方法的发展VIENNA整流器能够同时实现输入电流和输出电压的控制,就是这种双闭环控制的方式,它能够使得输出电压稳定且输出电流正弦化,VIENNA整流器在设计中的算法主要有两种,即载波调制算法和空间向量调制算法(SVPWM)两种。这里进行一个简单的介绍

载波调制方法这种调制方法主要是通过载波信号与调制器的载波信号进行对比得到PWM的载波信号,然后把载波信号做功能作用在一个开关管上来实现载波调制,载波调制是这种方法的主要优点是结构简单，电路响应迅速，但是在调制是产生的谐波较大，会引起电网波动又对控制效果产生一定影响；空间矢量调制方法这种调制方法主要技术特点其实就是将一个输入转换成一个电压向量的矢量在闭环作用下的持续时间长度进行了闭环调制,同样也可以采用双闭环控制,正弦对谐波脉宽进行调制,将每个正弦的谐波脉冲带宽n为一等分,把每个第一等分脉宽中的正交余弦波宽曲线和位于纵向的两个横向曲轴之间的所包围的水平面积可以用一个等高的纵向矩形脉冲波来进行调制替代。调节到其输入的正弦波就是参考电压信号的输入幅值和输出频率就因为能够直接调节到其SPWM就是逆变电容器进入输出参考电压的输入幅值和输出频率。1.3本论文的主要研究内容本文主要研究带三相PFC的数字直流电源技术，所以我将VIENNA整流器作为研究对象，本文从整体的的方案设计出发设计了以VIENNA整流器的电路为主回路的三相PFC系统，对电路拓扑、控制理论、模型仿真等方面进行了研究。主要内容如下：介绍了该课题的背景和研究的意义，简要说明了数字电源和VIENNA整流器的发展历程和控制方法的研究现状，简单分析了目前主流的控制方法及其存在的不足；通过对三相微型vienna微型整流器的基本结构与设计工作中的原理问题进行深入分析,确定了以三相VIENNA整流器为主回路的方案,同时为接下去研究控制算法打下了基础。深入研究了VIENNA整流器的功率因数校正的原理，然后仔细研究了SVPWM控制算法，同时对电流电压双闭环控制模型进行了分析。首先根据系统的各项要求计算出关键元器件的参数。总结全文的工作并对文章中的一些不足进行反思。第2章数字直流电源整体方案设计2.1三相VIENNA整流器的拓扑分析如图2-5所示为VIENNA整流电路原理图，主要由3个输入电源，3个输入电感c，我们可以得到不同的效果。由于三相VIENNA整流器的三相互相对称，所以我们在研究时只需研究其中一相的性质即可。图2-5三相VIENNA整流器电路原理图开关编号组合状态SU00001111SV00110011SW01010101表2-1开关组合状态在正常运行中工作时,每一个两相的开关二极管都具备了导通和截止两个状态,其中1表示导通,0则表示截止,因此,整流器的工作状态存在8个不同可能,如下图所示就是表现出整流器在不同两个开关下的工作状态,其中加粗线用来表示是否存在有大量的电流从二极管中流过。(a)SU=“0”、SV=“0”、SW=“0”(b)SU=“0”、SV=“0”、SW=“1”(c)SU=“0”、SV=“1”、SW=“0”(d)SU=“0”、SV=“1”、SW=“1”(e)SU=“1”、SV=“0”、SW=“0”(f)SU=“1”、SV=“0”、SW=“1”(g)SU=“1”、SV=“1”、SW=“0”(h)SU=“1”、SV=“1”、SW=“1”图2-6不同开关组合下电流流向2.2VIENNA整流器的数学模型2.2.1abc坐标系下的数学模型为了能够使我们能够好好地对于将vienna整流器的应用进行理论研究,建立了将vienna作是整流器的一种基本数学分析模型,并对其应用进行深入地分析研究。定义Si（i=u，v,w），Si为第i相开关函数，可得：（2-1）于是可以得到以下关系式：（2-2）根据上述的工作原理可得如下方程：（2-3）并且根据三相对称得：（2-4）根据上述式子我们可以得到：（2-3）（2-4）在图2-1中被指示为标志表明拓扑在工作时间和过程中每个节点之间电流的相互关系:图2-1主拓扑电路电流关系图在节点p处可得：（2-5）对节点n处可得：（2-6）通过化简我们可得模型如下：ZX=AX+BE其中：2.2.2dq坐标系下的模型分析想把abc坐标系下的向量变化转移到dq坐标系下,首先需要在αβ坐标系上中转。从abc坐标系变换到αβ坐标系称为clarke变换，该变换矩阵如下：（2-8）同样地，从αβ坐标系变换到dq坐标系的称为park变换，其变换矩阵如下：（2-9）所以将abc坐标系的矢量变换到dq坐标系下的变换矩阵即为clarke变换矩阵和park变换矩阵相乘，即为：=(2-10)=式中，ω为d轴旋转的频率，即为电网的基波频率，为dq坐标系中d轴相对于abc自然坐标系下a轴的初始夹角。则通过如下所示的变换过程即可将abc坐标系下的矢量X变换到dq坐标系下：(2-11)将abc坐标系下的开关函数变换到dq坐标系下可得：(2-12)将(2-10)~(2-12)代入VIENNA整流器在abc系统下的状态方程可得VIENNA整流器在dq坐标系下的数学模型:Z其中:2.3初步方案设计一般来说主电路的拓扑基本采用了AC到DC再到AC再到DC的方式，将交流电整流成直流电。图2-1初步方案主电路结构根据上述方案，对一个普通的二极管整流电路在MATLAB/simulink进行仿真，下图是二极管整流电路，电容Cdc=0.00066F，负载电阻R0=40Ω，整流电路输入电阻R1=R2=R3=0.05Ω。图2-2二极管整流电路仿真图2-3输出电压波形图2-4输入端电流波形可以看出，输入端电流有谐波产生使得电流的THD非常大，电流值很不稳定。虽然不控整流电路结构简单，但是输出电流不稳定也是不控整流电路最大的缺点，也就是电网侧电流谐波较大。所以，需要选择能够有效降低电流谐波的整流电路，即三相VIENNA整流电路。第3章三相VIENNA控制系统模型与控制策略3.1三电平电压矢量空间普通三相全硅半桥开关整流器就是由六个三相开关整流元件连接构成的三相整流半桥。000、111两种开关状态时所需要产生的开关电流分别固定为零,称之为一个零向量。剩余6种方式启动控制开关的工作状态均被认为有效。当我们想要合成某一个基本向量时先将这一个基本向量分解出来得到离它最近的两个基本向量,由于在进行这样的处理时,合成出来的驱动波形与PWM很相似。因此我们也称它PWM,又因为这种PWM都是基于电压空间的矢量去进行合成的,所以我们称它SVPWM。z11/cdbucuaOOO/POOONN22/cd/PPOOON33/cd44/cd55/cd66/dc/OPONON/OPPNOO/OOPNNO/POPONOPNNPONPPNONPNPNNPONNPNOPNNPONPPNPPNO1a2a3a4a5a6a1b2b3b4bb6b123456图3-1三电平整流器空间电压矢量图参考电压矢量空间区域的划分与判断在我们需要判断两个不同电压梯度向量的一个等价空间合成区域时,首先我们可能需要通过判断由uβuα两个不同电压梯度向量的等价合成在该空间区域中的两个电压梯度向量等于urefee所在的一个空间区域,假定两个电压向量等价合成的两个电压梯度向量都可以是一个落在第i或i个扇区,可知它们的两个等价合成条件可以分别为:0<arctan(uβ/uα)<60º

以上的值在等价计算条件下,再通过分析结合随机矢量图的各种几何矢量关系结果进行随机分析,就已经能够准确地直接判断出并得出一个随机合成的直流电压变化矢量。Uref落在第X扇区的充分必要条件,得出下表3-1：扇区落在此扇区的充要条件I Uα>0，Uβ>0且Uβ/Uα< 3Ⅱ Uα>0，且Uβ/|Uα|> 3ⅢUα<0，Uβ>0且-Uβ/Uα< 3ⅣUα<0，Uβ<0且Uβ/Uα< 3Ⅴ Uβ<0且-Uβ/|Uα|> 3Ⅵ Uα>0，Uβ<0且-Uβ/Uα< 3如果进一步的分析，参考电压向量Uref所在的扇区完全由Ua，3√3Ua-Up+，-3√3UaUp因此令：（3-1）可以清楚地由此看出,虽然其中a,b,c之间总共可以有八种扇区数字组合,但从下列两个公式中我们足以可知,由于其中a,b,c之间的扇区数字组合不会分别同时使它变成1或者它也同时不会变成0。表3-2N值与扇区对应关系N315462扇区号ⅠⅡⅢⅣⅤⅥ采用上述方法，只需经过简单的加减及逻辑运算即可确定所在的扇区，非常的简洁高效。矢量作用时间计算实际上，只要充分利用Uα和Uβ就可以使计算大为简化。以Uref在第一个扇区中作为一示例根据生成如下示意图的所有图示图3-2电压空间向量在第Ⅰ区的合成与分解（3-2）经过整理后得（3-3）（3-4）表3-3各扇区基本空间矢量的作用时间扇区时间I33TUTs33TUTsdcs6=U1dcTN4=KsvPWMU2′TN6=KsvPWMU1′TN4=TNxTN6=TNyⅡT2T63T= sU2Udc=3TsU3UdcTN2=KsvPWMU2′TN6=KsvPWMU3′TN2=TNxTN6=TNyⅢT2T3=3TsU1Udc=3TsU3UdcTN2=KsvPWMU1′TN3=KsvPWMU3′TN2=TNxTN3=TNyⅣT1T3=3TsU1Udc=3TsU2UdcTN1=KsvPWMU1′TN3=KsvPWMU2′TN1=TNxTN3=TNyⅤT1T5=3TsU3Udc=3TsU2UdcTN1=KsvPWMU3′TN5=KsvPWMU2′TN1=TNxTN5=TNyⅥT4T5=3TsU3Udc3T= sU1UdcTN4=KsvPWMU3′TN5=KsvPWMU1′TN4=TNxTN5=TNy3.2VIENNA整流器的SVPWM控制算法由于图3-3，可以直接得到一个曲线合成的无源电压电流向量最高也最低不会直接超越如图右下图中所示的一个正六角四边形的最小边界。而且如果发现当一个合成的电路向量边界落点放在了该向量边界之外时,将可能会对合成电路信号进行一次性的调制,其中的幅值调制公式所示为:32×23Udc=33Udc，即逆变器输出的不失真最大正弦相电压幅值为33Udc图3-3SVPWM模式下电压矢量幅值边界当一个调制合成的输出电压通过向量调制端点已经掉到了正六个四边形和外部连接同心圆之间的一个圆形中心线上,已经不断发生了一次向量调制,输出的合成电压将来也会因此而不断发生一次失真,必须对这一次调制进行过向量调制的失真处理,发生了一次过量的调制。输出的输入信号和输出波形质量可能会因此而导致出现严重的输出信号质量失真,需要及时对其采取以下的保护措施:设将一个称为电压梯度向量的两个端点函数返回并得到内切圆内时两个非零的电压矢量相互作用的连续时间分别可以是为'Tnx',Tny',则它们具有一定的时间比例代数关系:（3-5）因此可用下式求得TNx'，TNy'，TN0，TN7：（3-6）运算与比较器之间的关系公式如下：（3-7）如上图3-4即为传统SVPWM控制算法的调制过程框图。电流电压采样输入电流矢量电流电压采样输入电流矢量判断电流矢量位置，得到所在区间判断期望电压位置，电压空间矢量平面划分为24个区域确定作用矢量及作用时间输出PWM波计算得到期望电压矢量变换至两电平平面图3-4传统VIENNA整流器SVPWM调制方法框图3.3电压电流双闭环控制系统设计电压和模拟电流双闭环控制电路系统原理当电路处于电压稳流器的运行正常工作的电流状态时,关闭一个模拟电压开关环,加入一个模拟电流开关环,通过对处于电流双闭环的vvpid两个调节器分别进行模拟输出电压赋值,使vvpwm两个调制器之间能够同时产生一个模拟数字电流脉冲,控制mosfet管的一个电流开关工作状态,从而真正实现电压稳流器的运行工作目的。图3-5电压电流双闭环控制结构原理图SVPWM控制算法是通过变换到dq坐标系下完成的。我们知道电网的总功率等于无功功率和有功功率之和即P总=P+Q，并且一般情况下，无功功率Q可以取0.因此VIENNA整流器的输入的有功和无功功率如下：（4-10）由上式可知，iqref要恒等于0.通过PI算法可得：（4-11）由2.2.2可知，VIENNA整流器的输入电压为：（4-12）将上式经过dq变换后可得：（4-13）将上式代入（2-16）化简整理得：（4-14）然后我们对原系统解耦后得：（4-15）电压电流双闭环控制的控制框图如图3-6所示。PIPIPILωLωdrefi=0qrefiqididrefuqrefusdusqu+_+_+_+_VDC*DCV2r/2sInvert_parkSVPWM图3-6系统解耦控制框图3.3本章小结本章主要讲述了基于空间向量的调制方法SVPWM的电压和空间向量的判断,然后就是如何计算了基本向量的相互作用和时间，然后仔细分析了SVPWM控制算法的调制过程，最后基于系统的要求设计了电流电压双闭环控制回路并进行了相关的分析。第4章VIENNA整流电路的系统设计与仿真4.1主回路参数设计4.1.1输入电感设计在VIENNA整流器中，输入电感起着十分重要的作用，关系着整个系统的性能。考虑输入电感工作在整流状态下时对电感值的约束条件，可以得到以下方程组：（4-1）解上述方程可得：（4-2）使用SVPWM控制算法，取M=1/√3.，假设VDC=2.25Em,于是我们能得到：（4-3）将（4-3）代入（4-2）后化简可以得到输入电感最大值的表达式：（4-4）接下来我们根据电网电压与输入电流的关系，可以得到：（4-5）一般来说电网电压的波动不会超过20%，则取E’mmin=0.8Em，将上述公式互相代入我们可得方程如下：（4-6）其中，tonmax表示在开关占空比占最大的条件情况下控制开关通过二极控制导通的额定持续时间，Ts为开关控制导通开关的额定工作频率周期数，而fs为二极管控制开关的额定工作频率。解方程组（4-6），我们就能得到交流电感的最低值：（4-7）4.1.2输出电容设计根据输出电压与输出功率的关系，我们可以从下式得到滤波电容C的取值:(4-8)4.28kWVIENNA整流器参数设计本次设计VIENNA整流器的设计要求如下表.表4-1VIENNA整流器样机参数参数类别符号单位参数值输入电压UV380电网频率fHz50输出功率PokW8.0开关频率fskHz50输出电压VoV800效率η无95%根据表中要求,有功功率P=P0/η=8000/0.95=8421W,又因为VDC=V0=800V,将上述数据代入(4-4)我们得到电感的上限值。先求出输入电流有效值为12.85A,由此可求得ΔI=0.2Im=2.75A;取电网波动20%,则Emmin=0.8Em=248.9V,代入(4-6)可得Dmax=37.8%.然后得到输入电感的最小值为556μH,最终选取电感参数L=600μH.根据上表,得到输出电流I0=P0/N0=9.375A,将数据代入(4-8)可得输出电容值为:(4-9)考虑到滤波效果和储能作用，上下电容都选择4个大小为560μF的电容，即总电容值达到2260μF。4.3Simulink仿真实现根据上文的研究结果，在Matlab/Simulink环境下搭建了三相VIENNA整流器的系统模型，系统采用了SVPWM调制技术，电流电压双闭环控制方法，整个仿真系统的设计参数如表4-2所示，系统的整体框架如图4-2所示。表4-2仿真系统设计参数参数类型单位参数值输入电压V~380电网频率Hz50输入电感uH686输出电容uF2260输出功率kW7.5输出电压V800控制频率Hz50k图4-2VIENNA整流器系统整体仿真图图4-2中上半部分为系统的主回路部分，其中VIENNA整流器如图中所示，图中每一个双向开关都由两个开关管构成，且这两个开关管的开关状态相同。图4-3VIENNA整流器中整流桥与双向开关图4-4控制系统整体框架图4-4中dq变换为中红色模块，仿真实现如图4-5所示；右下角金色模块Subsystem3为电流电压双闭环控制系统的仿真实现，如图4-6所示图4-5dq变换子系统图4-6电压电流双闭环控制系统图4-7是SVPWM的算法实现子系统。图4-7SVPWM算法子系统根据表4-2的仿真参数在Matlab/Simulink环境下搭建的VIENNA整流器的仿真效果如图4-8所示，示波器中显示的上半波形为三相电压波形，下半波形为进行调制后三相电流波形。由图可见，该控制算法很好的实现了输入电流波形的正弦化，使系统运行在单位功率因数下图4-8仿真效果图为了充分验证系统的抗扰动性，我在VIENNA整流器的直流侧负载上并联了一个负载和一个定时开关，使之在0.1s时完全闭合，得到仿真结果显示如图4-9所示，输出的电压在0.1秒时受到一个突降负载影响，在0.12秒时电压值回复直800V并稳定，同样的输出电流波形也在0.1秒时出现波动后回复正常。以下两个波形体现了电流电压双闭环系统正常工作。图4-9输出电压波形图4-10输出电流波形4.5本章小结本章主要讨论了VIENNA整流器中各个功率器件的设计，并给出了相应的计算公式，然后设计了一个基于SVPWM算法调制的VIENNA整流系统，给出了各功率器件的计算与选择。最后对整个VIENNA整流系统进行仿真，电流与电压几乎没有相位差，即实现了电流的正弦化以及较高的功率因数实现。。第5章结论和不足5.1结论本文通过对三相VIENNA整流器及其控制方法进行研究，设计了一台带三相PFC的数字直流电源模块，并对其中的某些问题进行了更进一步的研究，经过仿真和实验测试得到如下成果：详细的原理分析和系统建模本文先对整体方案的设计进行了初步构思,确定了以4个部分:包括输入整流电路、逆变电路、变压器、输出整流电路四部分为基础而构成的初步设计方案,然后再确定以三相VIENNA整流电路为基础的回路设计方案,接下来就是详细地分析了三相VIENNA整流器的结构及其工作原理,并且提出了一个系统的设计方法abc-坐标系与dq-坐标系下的模型,有利于对接下来控制算法的研究SVPWM算法深入研究了基于空间矢量调制的VIENNA整流器的控制算法，根据三电平电压空间矢量平面，以一定的方法进行了区间划分，讨论如何判断电压矢量区间的方法，然后给出了基本电压矢量作用时间计算方法。主电路参数计算对主回路各个功率器件的计算方法给出了详细公式，依据设计要求选取了合适的功率器件。为了使系统的功能更加稳定，在VIENNA整流器中加入了电压电流双闭环系统控制。Matlab/Simulink仿真根据研究论文中对各种整流元件参数的深入分析和综合计算实验结果以及对其控制算法SVPWM的深入研究，搭建了基于Matlab/Simulink平台的VIENNA高压整流器及其控制算法的模拟仿真系统实验，实现了输出电流跟随输入电压，两个量几乎没有相位差，即功率因数接近于1。5.2不足本文研究完成了基于三相PFC的数字高压直流电源的设计与研究，分析了三相VIENNA数字整流器的具体设计工作和原理，建立了基于不同坐标系下的数学模型，研究了控制算法SVPWM，搭建了基于MATLAB/Simulink平台的仿真实验，然而本人水平有限，仍有许多需要完善和改进的地方：本文对于基于三相PFC数字直流电源的研究仅限于仿真阶段，对于其在现