42V30A输出电源的设计

42V/30A输出电源的设计42V/30A输出电源的设计摘要：开关电源技术这世纪以来的发展越来越快，但是人们一直在不断研究高性能、大功率的开关电源。对于它们的需求也是非常强烈的。三电平直流变换器在电力电子中的直流变换器模块的使用已经变得越来越广泛，三电平直流变换器在现在已经成为了中大功率变换器的非常重要的攻坚方向。三电平直流变换器设计出来的最为主要的目的是为了降低开关管的电压应力所以在三电平直流变换器方案提出来之后，变换器的主开关管的电压应力大体上可以达到输入直流电压的二分之一。在这个时候伴随着软开关技术的高速发展,电力电子专家将软开关技术融入进三电平直流变换器，变为研究的最重要的问题。Barbi教授在这个时候提出一种新型的直流变换器称为零电压零电流软开关(ZVZCS)三电平直流变换器。新型三电平直流变换器以耦合电感代替了平时使用的滤波电感，由于耦合电感感应功能感应出来的电压通过各种不同的功率变换器再反射回去，这样可以让直流变换器在零状态时的不停地循环电流使电流降低直至电流变为零,用这个方式来进行变换器的零电流调节。同时,通过改变耦合线圈的匝比，可以对于电压幅值大小进行任何的调节从此适应不同的条件需求，来达到对于电流调回0的时间控制的目的。与传统的零电压三电平比较，这个三电平具有在负载范围浮动很大的情况下内实现零电压软开关的功能；减小副边占空比丢失；这个三电平变换器可以减小输出二极管的振荡及电压尖值波动过大等不同于其他直流变换器的特点。关键词：三电平；直流变换器；软开关技术

Designof42V/30AoutputpowersupplyAbstract:Theswitchingpowersupplytechnologyisbecomingmoreandmorematurewiththedevelopmentofrecentyears.Three-levelconvertersarewidelyusedinpowerelectronicdcconvertersandhavebecomeanimportantresearchdirectionofmedium-powerconverters.Theprimarypurposeofthethree-leveldcconverteristoreducethevoltagestressoftheswitchingtube.Atthesametime,duetotherapiddevelopmentofsoftswitchingtechnology,thefusionofsoftswitchingtechnologyandtri-leveltechnologyhasbecomeahottopic.Barbiproposesazerovoltagezerocurrentsoftswitch(ZVZCS)three-leveldcconverter.Thevoltageinducedbythecouplinginductanceisreflectedbacktotheprimarylevelthroughthepowertransformer,sothatthecirculatingcurrentoftheconverterinthezerostatecanbereducedtozeroandthezerocurrentoftheinnertubecanbeturnedoff.Meanwhile,bychangingtheturnratioofthecouplingcoil,thevoltageamplitudeforcurrentreturntozerocanbearbitrarilysettoadjustthecurrentreturntozerotime.BetweenisaphaseshiftzerovoltageswitchPWMthreeleveldcconverterwithoutputsaturationinductance,comparedwiththetraditionalzerovoltagethreelevel,ithasawideloadrangetoachievezerovoltagesoftswitch;Reducedutycyclelossofside;Itcanreducetheparasiticoscillationandvoltagespikeoftheoutputdiode.KeyWords:Threelevel;Dcconverter;Softswitchingtechnology.PAGE2342V/30A电源设计PAGE22目录TOC\o"1-2"\h\z\u1. 概述 21.1研究背景 21.2研究意义 31.3设计内容 42.零电压零电流开关PWM三电平直流变换器原理 42.1主电路结构 42.2主电路工作原理及模态分析 53.主电路的设计 93.1输入整流滤波电路的设计 103.3主功率管的选择 103.3高频变压器 113.4滤波电感的设计 123.5输出二极管的选择 124控制电路驱动电路的设计 134.1控制电路的设计 134.2驱动电路的设计 155.仿真分析 165.1仿真模型的搭建 165.2仿真参数的设计 166.结束语 19参考文献 20致谢 21附录1：主电路图 22附录2：控制电路图 2342V/30A输出电源的设计概述1.1研究背景自上世纪50年代晶闸管诞生之后,电力电子这门学科渐渐变成了一门非常重要的学科并且发展非常迅速。在电力电子这门技术中电力电子器件很小集成板块电力电子系统、软开关技术。电力电子集成模块技术是电力电子技术进步与发展的大标志。电力电子技术的高速发展,使得电力电子这门学科以及这门学科的应用已经涉及了人类生活的大部分区域，而且这门学科在变频器、计算机、电动汽车、电子产品系列、铁路和城市以及乡村交通、LED灯以及各类LED产品、医学应用以及航天航空等行业的发展前景都非常的好。在现在我们这个年代,电力电子这门学科正向高频率、功率密度提高、性能提高等方向不停地发展,它们发展以及不断被研究的意义在于方便将这项技术应用到大规模生产上面以及提高这些大规模生产的生产标准,这样才能满足我们这代人对于未来生活更高生活水平以及未来市场对电力电子技术的巨大需求。电力电子技术是一门由电子学、电力学、和自动以及机械控制这三门学科相互渗透的一门非常特别的学科。在现在这个年代列如石油天然气那些之前不可再生资源以及今天社会所需要的越来越多的绿色无污染的可再生资源,所以最重要的就是对于电能转换装置里面的消耗以及带来的污染我们需要相出办法来对于这些想象来进行制止。在这些需求的提出之后对于开关电源与线性电源的研究就变成了现在研究电力电子的主要研究方向。开关电源是一门电源技术，而其中最为关键的部分设计是电力电子。在电子产品、通信、电力方向、可再生能源的研究、航空航天以及家常用电等领域的应用现在都已经非常常见了。而开关电源和线性电源相互之间比较的时候,开关电源具有更加明显电能之间的相互转换效率，而且开关电源的体积非常小、重量轻，所以在使用方面更加的广阔。并且开关电源更加易于控制，在进行某些控制的时候开关电源有着更好的精度。开关电源与线性电源与众不同的地方让人民更加原因在小型的电力电子设计中取使用开关电源,并且随着社会的需求这就让开关电源非常迅速的被研究向中大功率电力电子器件，由于晶闸管相控整流电路的复杂以及本身的不方便，所以开关电源很快就代替了它们。脉冲宽度调制(PWM技术、软开关技术)在电力电子技术的发展将开关电源基础设计的产品有了，更加好的稳定性以及更加好的操控性并且会使电子器件对于不同的电磁之间的不兼容问题、电子器件之间转换的电能损耗、提高系统的稳态等问题都有着非常好的解决方法。并且使得开关电源正向功率因数、高标准化、频率提高和机械智能化方向发展。而其中直流变换器的发展也是非常迅速的。直流变换器的功能是将整流过后的或者一开始就不能调节的直流电压转变成人为可以调控的直流电压，这是一个变换电路它的电能是由开关调节来控制的，这种使用开关控制电能的技术现在被广泛使用于各种开关电源、医用设备、军事通讯、风能供电等新型可再生能源领域。功率开关电子器件在上个世纪快速发展，这样会使直流变换器的各种不同电路和各个电子器件之间的相互转换技术已经到了百家争鸣的地步，并且由于各种不同竞争这个技术的已经发展到了非常成熟的地步。1980年，A.Narbal在这些直流变换器的电路拓扑之下提出了一种不同于三电平变换器的新型直流变换器，该变换器不同于其他的变换器的本质就是中点钳位逆变器(NPC-INV)的一个桥臂。1992年，Pinheiro和Barbi首先提出了零电压开关三电平直流变换器的介绍，将新发展的软开关电力电子技术与三电平直流变换器的发展一起融入起来，使得三电平直流变换器的发展朝着多方面的技术进发。该电路不同于其他电路最重要的地方是输出开关管的电压应力只是当时输入直流电压的二分之一，对于输入电功率非常大的场合和输入电压很高的情况下非常适合使用。在最近这几年技术的提高，又出现了很多不同的三电平电路结构。F.Canales在这个时期提出了一种与众不同的三电平直流变换器。该变换器称为零电压零电流变换器。该变换器采用PWM移相电力电子控制技术，实现了输出开关管的电压仅仅为直流电压的二分之一，但是这个电路是在太过于复杂导致了参数设计以及电子元件的设计非常麻烦。这也是这个电路的缺点。1.2研究意义进入20世纪90年代之后，由于测试设备和医用设备、电力电子产品、计算机如何显示和军事系统各个方面的需求以及现代化快速发展直接造成了直流变换器在社会的各个方面的使用。由于现代对于CPU的快速识别的要求，直流变换器由低功率已经不太适合现代社会的发展，所以直流变换器的发展必须要达到中高功率的需求，所以251W～750W的直流变换器的研究以及应用会变得非常广泛，这主要是它用于服务性的医疗和实验设备、电力电子产品、军事通讯、及发送设备，直流变换器在通讯方面以及远程控制方面有着广阔使用前景。近代社会，我国现代化的高速发展，普通的直流变换器已经不能满足社会的需求了。在直流输入电压很低的情况下直流变换器的技术已经非常成熟所以直流三电平变换器应用对高输入电压的情况应该是现在主要的研究问题。而为了三电平更好的实现高电压输入，对于多电平变换器的研究显得在现代社会非常重要，而三电平直流变换器又是其中非常常见的变换器，对于它的研究非常有意义。本文采用的三电平直流变换器是一种新型的移相PWM控制的三电平直流变换器，与之前的那些低压情况下变换器，它能适应在各种很宽的负载之间进行零电压与零电流开关；而且副边占空比会大大减少；对于电路里的二极管震荡和电压最高值都有可能减少。而且这个新型变换器在初始状态时解决了开关管在负载很低的电路不能实施软开关的问题。所以这种三电平全桥直流变换装置,具有高频特性良好,承受电压等级高以及传输效率高等优势本模块电源设计技术可推广应用于医疗型设备、电力电子设备、太阳能领域、直流调速等场合。1.3设计内容本课题设计输出42V/30A电源，采用移相控制ZVZCSPWM三电平直流变换器是本模块电源优选的电路拓扑。(1)设计主电路，由输入整流滤波电路、单相逆变桥、高频变压器和输出整流滤波电路组成，主功率管选用MOSFET和IGBT；(2)选择（或设计）主电路所有元器件；(3)设计MOSFET驱动电路；2.零电压零电流开关PWM三电平直流变换器原理2.1主电路结构本文提出一种新颖ZVZCSPWMTL变换器,这个新型的直流变换与软开关技术结合起来，它的控制方式是PWM移相控制法,其主电路原理结构如图2-1所示。可以看到图中在最前面有两个电容Cd1和Cd2，这两个电容的名字叫做分压电容,它们两个电容的值都一样,并且它们的电容值容量很大,它们两个电容平均分配了输入电压Vin,所以VCd1VCd2的电压值为Vin的一半。可以看到图中有一个电压器，而Llk是本图中变压器的一次漏感,在图中中间的两个二极管VD5和VD6，这两个二极管叫做箝位二极管,VQ1和VQ4在图中叫做是超前管,而VQ2和VQ3这两个晶闸管被称作为是滞后管,C1和C4分别为超前管VQ1和VQ4的并联电容。Css为联结电容,将前面两只超前管和滞后管的开关联系过程组合起来。在这个变换器直流变换器工作在稳定状态下时,电容Css的电压恒定为直流输出电压的一半。为了使变压器输入侧线圈的电流在零状态时减小到零增加了一个电容叫做阻断电容,是图中的Cb3从而实现滞后管VQ2和VQ3的ZCS。为了防止一次电流在零状态时减小到零后继续反方向流动,在滞后管中分别串入二极管VD2和VD3。图2-1原理结构图2.2主电路工作原理及模态分析图2-2-1图2-2-2图2-2-3图2-2-4图2-2-5图2-2-62.1开关状态0在t0时刻，VQ1和VQ2导通，VAB=Vin/2，一次电流ip给阻断电容Cb充电。变压器输入侧线圈的电流为Ip0=Io/K，在这个公式当中Io是经电路之后的输出电流，而其中K为变压器的匝数比。阻断电容Cb电压为VCb2.2开关状态1在t0时刻关断VQ1，一次电流给超前管的并联电容C1充电，在这个时候电路通过电容Css给C4放电。由于有C1和C4，Q1在这个时候的功能是零电压关断。此时Llk这个电感和滤波电感Lf的连接关系是串联在一起的，而实际中Lf的电感值一般都是很大的，而一次电流的值近似不变，与定值的电流源一样，一次电流的大小为Ip0=Io/K，一次电流继续给Cb充电，C1的电压有规律的升高，C4的电压有规律的降低。在t1时刻，并联电容上C1上的电压值上升到输入电压的一半时，另一个并联电压C4的电压下降到0，A点电位值为输入电压的一半，此时VD5会直接导通，自此为止开关模态1结束，这时vAB=0。开关模态1的持续时间为t01=CrVin/2.3开关模态2当VD5自然导通之后，C4的电压会被固定它的值为0，因此这个电路的其中之一的功能就可以实现VQ4就会被零电压导通。VQ4与VQ1驱动信号之间的死区时间td>t01。在这段时间里，VD5和VQ2导通，vAB=0。这个时候变压器一次绕组上的电压跟L1K上的电压一样值变为Vcb，此时一次电流开始降低，在降低之后它的值没又足够的值取供给负载，所以负载电流会不够，负载会停止。因此两个整流二极管VDR1和VDR2同时导通，这种情况的出现会使变压器的原边副边的电压值变为0。此时vCb全部加在Llk上，ip减小，vCb上升。由于Llk的电感值非常小，但是Cb的值会变得很大，因此可认为在这个开关模态中，vCb的值几乎是不会改变的，ip正常情况下式有规律的减少，即:2.4开关模态3在开关模态3中，ip=0，vB=Vin/2，vA=Vin/2+VCbp。VDR1和VDR2同时导通，均分负载电流。2.5开关模态4在t3时刻,VQ2的状态是不导通的，由VQ2是关断的所以不会有电流流过，因此VQ2是零电流关断。有一段时间的延后，VQ3的状态变为导通，但是Llk的一直存在对电流有着许多的影响其中比较重要的就是使一次电流不能变换很快，这样会实现另一个功能就是VQ3的导通情况，是零电流导通的。由于一次电流的值仍然不够负载电流的流通，但是在此时VDR1和VDR2依然一起处于导通状态，所以变压器的原边副边值仍然为0。此时加在Llk上的电压为-Vin2+VCbp，ip从零开始开始逆着正方向有规律的增加。2.6开关模态5从t4时刻开始，一次侧为负载电路提供可它运行的电流电压以及能量，并且在这个时候给Cb进行充电并且是逆着正方向的。VDR1关断，所有负载电流均流过VDR2。在这个开关模态中vCb(t)=VCbp-Ip0Cb(t-t4)在t5时刻VCb(t5)=VCbp-Ip0Cbt45阻断电容上的电压为下一次VQ3零电流关断和VQ2零电流开通作准备。在t5进行的时候，关断VQ4处于的状态时是关断的，在此之后电路开始t5，t10]的下一个周期，在这个周期内三电平直流变换器它在稳态工作情况与[t0，t5]的情况相差不多。3.主电路的设计输入电源：三相工频交流电源（380V±20%）输出电压：42V输出电流：30A最大输出纹波电压：200mV工作频率：20kHz效率：大于88%3.1输入整流滤波电路的设计为了将380V（±20%）的三相工频交流电整流成直流电，采用三相桥式不控整流电路对交流电进行整流，供给逆变桥电路。a）整流二极管输入三相交流电：Vline(min)~Vline(max)=304~456V相电压U2=220V（±20%）三相桥式不控整流电路输出平均电压：Ud=（2.34~2.45）U2=（515~539）V（±20%）所以取额定输出直流平均电压为530V（±20%）二极管承受最大反向电压：考虑（2~3）倍的电压裕量，选择VRRM=2000V的二极管，选用高频整流二极管ZP50-2000V，其承受最大反向电压2000V，正向最大电流50A。b）滤波电容根据输入交流电压的变化范围，可得线电压的峰值变化范围为：三相输入整流滤波后直流电压的最大脉动值：Vpp=429×7%=30V整流滤波后的输入直流电压Vin(min)~Vin(max)：399~614V输入功率式中，P0为输出功率，n为电源转换效率。每个周期内Cin提供的能量Win约为：其中A为输入交流电的相数，由于输入为三相交流电，所以A为3。因此，输入滤波电容容量：所以选择1000µF的CD13H电容，其耐压值为630V，采用两个CD13H电容串联。3.3主功率管的选择1.超前桥臂MOSFET管的额定电压和额定电流在上面的内容有过了解，超前桥臂晶闸管的电压峰值为Vin，在经过整流滤波电路之后的电压的直流电压最高为380V，所以在电路中选用500V的管子即可。由于电路的整流电路中输出滤波电感有10%的纹波，所以流过电感的电压为120A，因此流过变压器输入侧线圈一次电流的最大值为ipmax=120/6=20A，可选取30A左右的管子。实际超前桥臂MOSFET管选用美国万代公司的MOSFET管MMBT2222A1P，其额定电压500V额定电流32A。2.滞后桥臂IGBT管的额定电压和额定电流滞后臂IGBT管上的电压应力最大值为Vin+Vcbp，约为1.2Vin，即最大为456V。同样，IGBT管上流过的电流最大输出电流可以达到30A。滞后桥臂的功能是零电流开关控制，为了响应号召减少电子器件之间的损耗，选用的是IGBT管，由于选取功率管要根据电压电流，所以根据上面的电流电压计算值，选用英飞凌的FT150R12KE3G，其额定电压500V，额定电流50A。3.超前桥臂并联电容超前桥臂的开关管上并联电容是为了实现开关管的零电压开关，以减小关断损耗。由公式得：一般t01取MOSFET关断时间tf的（2-3）倍，这里取t01=3tf。查手册，IXFH32N50的关断时间为tf=26ns，Ip0=20A，Vin取最大值380V，代入上式，可得：Cr=2.05nF，实际取4.7nF。4.选择串联在滞后桥臂二极管滞后桥臂中串联的二极管所承受电压应力最大值为Vcbp，选Vcbp=20%Vin，则串联二极管电压应力为：38020%V。实际选用IXYS公司的MUR10100AC，其额定电流和电压值为：30A/400V5.阻断电容的选取在之前讨论的时候提到，一般在思考如何获得阻断电容电压的峰值时我们是在满载的时候：Vcbp=0.2Vin因为电源电压为380V，所以Vcbp=76V,所以有下式得：这里，D为原边占空比，取D=0.85，fs=50KHz,Ipomax=100/6=16.7,代入上式得Cb=1.1µF，实际取1uF/400V的无感电容。3.3高频变压器1.变比为了电压满足各方面需求不管是输入电压还是输出电压,变压器的匝数比选择的时候应该选取输入电压最小的时候。假设变压器副边最大占空比为0.85,在这种情况下副边电压Vm计算出来为:其中:V0是电路中最终的输出电压,VD是输出整流二极管的通态压降,Vlf是输出滤波电感上的直流压降。故变压器原副边变比K为:其中Vmin为输入三相交流电压为最小时，整流输出后的直流电压，Vmin=380V*80%=304V。所以K的实际值取6。2.开关频率由于电路功能实现了滞后桥臂的ZCS,可以让软开关频率提高非常之多。但是另一个桥臂上的器件不停关断与导通所以器件会存在很多损耗,因此,软开关控制时肯定会出现损耗。与此同时,在变压器内部也存在着很多损耗,所以本电路取f=50kHz。3.选磁芯选EE65A型磁芯,磁芯有效面积A=538mm2,窗口面积S=537mm2。磁芯的最高工作磁密取Bm=0.15T。4.确定匝数副边匝数的确定：其中，V0为直流输出电压，将V0,fs,Bm,Ae带入上式：Ns=3所以副边匝数18匝。3.4滤波电感的设计输出滤波电感电流的脉动在电力电子中一般选择为为最大输出电流的20%,这样本电源的输出滤波电感电流的脉动可选为6A,也就是当输出电流在3A时输出滤波电感电流应该是不断地持续输出,所以输出滤波电感就可以用下面公式的计算:得Lf=0.3mH滤波电容的设计如果规定输出电压的纹波值最大为V=200mV,则可由下式确定输出滤波电容的

大小：得Cf=8.753.5输出二极管的选择额定电压所以耐压值取二倍余量为350V。额定电流在上图中的全波整流电路中,图中的二极管在一个开关控制周期内流过电流的有效值为：在满载时I0=30A,则l=21.2A。选择江苏佑风公司的超快恢复二极管模块

RS2GA-SMA,其电压和电流额定值为:50A600V。4控制电路驱动电路的设计4.1控制电路的设计在本设计中，输入电压是在一定范围内变化的，为了保证输出电压保持稳定不变，需要对电路进行电压反馈控制设计，用来维持输出恒定。图4-1在图中，PC817光电耦合器（后文中简称光耦）起着初级与次级电路电气隔离和信号隔离的做用，光耦PC817三极管的集电极Ucomp接SG3525的反相输入端1脚。在该反馈电路中，R4作为PC817的限流电阻保护光耦发光二级管不因过流而烧毁。[查阅文献]PC817技术手册可知光耦的原边电流If的工作线性区为3～5mA，为方便计算取If=5mA，CTR=80%,光耦发光二极管的压降一般为1.1V，输出电压VO=14V,故R4的取值计算如下：R5为反馈电阻，它的作用是采样出隔离后的反馈电压送给SG3525控制芯片，当输出电压为14V时Ucomp=2.5V,SG3525芯片内部的参考电压为5.1V，前面已经设定PC817光耦的电流传输比CTR为80%，因此可以计算出R5的值。4.1.1芯片介绍SG3525PWM脉宽调制芯片采用DIP双列直插式封装结构，总共有16只引脚其封装图主要引脚接线如下图所示。图4-2随着现代社会电子器件之间转换的技术发展非常快速，所以广泛使用功率MOSFET在开关变换器中。工作电压范围宽：8～35V。内置5．1V±1．0％的基准电压源。芯片内振荡器工作频率宽100Hz～400kHz。具有振荡器外部同步功能。管脚1-2接地等于屏蔽了误差放大器，可调电压由管脚9进入。这样做的坏处是不清楚误差放大器的输出状态，可能可行也可能有问题，不建议。管脚1-9短接，调节管脚2，这和参考设计是一致的，不过外围请参照规格书，1和9之间加电阻，不要直接短接，9脚输出加电容。4.1.2外部电路的设计图4-3在本设计中，通过调节振荡电阻RT、振荡电容CT和死区电阻RD可以设定PWM的死区时间和占空比。电路的PWM工作频率fs=50KHz,在则SG3525三角载波频率为2倍的fs，100kHz。根据公式可以得出RD、RT、CD取值：t1为CT充电时间，t2为CT放电时间（即死区时间）一般取，则实际的电容充电时间，首先选取电容CT，取常见的10nF容量，则可以计算出RD为128Ω，取150Ω。根据下面公式可以计算出RT为692Ω，取700欧。因此PWM信号频率约为70kHz。软起动功能引脚（8脚）所接的起动电容取C7=4.7uF，当电容C7充满电时SG3525的8脚为高电平芯片才能工作。为了得到稳态误差较小，反应速度快的稳定工作系统，所以要对系统进行网络补偿。补偿网络主要由SG3525内部的反相比较器的补偿信号输入端（9脚）与反相输入端（1脚）之间的电阻R9、R10、电容C8、C9等器件组成的典型二型补偿网络，见图所示。参考同等双管正激励变换器的同等输出功率大小的补偿网络设计，根据文献[车载双管正激直流变换器的设计],选择电阻R9=10kΩR10=10Ω，C8=100pF,C9=3nF。同相输入端（2脚）上的参考电压是由（16脚）上的5.1V精准电压经分压电阻R7、R8分压后得到的，故R7与R8的阻值比为R7：R8=26：25，取R7=2.6kΩ，R8=2.5kΩ。4.2驱动电路的设计MOSFET为三端电压控制型开关器件器件，按基本结构来分它主要有N沟道型MOSFET和P沟道MOSFET，按导电沟道的形成机理来分可以分为增强型MOSFET和耗尽型MOSFET，本设计中使用的是N沟道增强型MOSFET。驱动电路如下图所示:图4-3本驱动电路的基本工作原理为:利用变压器的电磁感应原理将一路脉冲信号耦合成两路驱动信号，用来分别驱动开关管S1、S2，使开通关断。在该驱动电路中，VCC为提供电源，C11、R15、D14组成MOSFET开关管S3的反向电路，R15与R16、R7同为开关管的驱动电阻，对长走线引起的寄生电感与开关管极间电容产生的振荡起一定的阻尼作用，调节开关管的开关速度。R17、R19作为开关管的极间电容的放电电阻。5.仿真分析5.1仿真模型的搭建图5-15.2仿真参数的设计图5-2整流二极管参数图5-3电容C1参数图5-4主电路二极管参数图5-5Mosfet参数设计图5-6电感参数设计图5-7电容参数设计图5-8电阻参数设计5.3仿真波形图5-9原边电压的波形图5-10Mosfet管波形图5-11输出电压波形图5-11阻断电容波形6.结束语在这两个月的毕业设计过程中，遇到了许多困难。尤其是在三电平的认知上非常迷茫，对于三电平由浅入深的理解，从一开始对于三电平的电路的不熟悉慢慢到对于三电平各部分元件的具体了解以及各个部分电流的流向，电压的值，以及电阻电容的参数的设计都有了较深的理解。在设计当中涉及到的整流滤波电路，高频变压器以及逆变桥电路都做了很多思考。在设计中也涉及到许多不足，未能解决。在对于最后进行仿真的时候对于MATLAB的使用一开始的时候也非常陌生，但是渐渐的对于各个模块的使用，各个器件的摆放以及最后的参数设计都熟练了很多。

参考文献[1]