【磁共振式无线充电器子系统和建模分析案例6000字】

1.1谐振电路研究1.1.1谐振电路理论分析对于R-L-C串联无源端口网络，其固有频率：f₀由其本身原件的参数决定，外来输入信号的变化(例如：输入端施加的正弦信号的频率f₁),当f=f。时使电路发生谐振。发生RLC串联谐时，R-L-C电路的端口电压U和干路电流I出现同相位，此时电路呈现出纯电阻属性。发生串联谐振时，电路的总阻抗值最小，由欧姆定律可知，此时谐振电路的电流最大。即产生的磁场也越强。谐振的实质是：在能量守恒定律的条件下，电场能和磁场能的总和时刻保持不变电容C中电场能与电感L中的磁场能互相转换。电源不必与电容或电感往返转换能量，只需要给电路中电阻所消耗的电能提供能量即可。研究谐振对研究能量传输的意义重大，当系统的谐振电路一直处于谐振状态时才可以保证高效率充电和稳定的输出。一般可以用品质因数Q描述上述R-L-C串联谐振电路的谐振特性。品质因数的意义一般有两点：(2)Q值也体现了电路对输入信号频率的选择性。R-L-C串联谐振电路对不同的输入信号有不同的响应，但对谐振信号最为突出，这种突出表现体现为端□的电流幅值最大；而对远离谐振信号的频率进行抑制。随着品质因数Q变大，谐振曲线的峰值出越尖。当稍微偏离谐振频率时，幅值曲线(放大倍数)急剧下降，电路对非谐振频率下的电流具有较强的抑制能力，所以品质因数Q越大，选择性越好。R-L-C串联谐振电路的闭环传递函数为：1/(LCS²+RCS+1),因此电容，电感，电阻的存在会使电路的放大倍数发生变化。图三的横坐标表示输入信号，纵坐标表示放大倍数，f:下限截止频率，小于f称为低频段；fa:上限截止频率，大于fa称为高频段；介于二者之间的频段称为中频段，也称之为通频带：fow=f₁-fa。若此时输入信号的频率在数值上等于f或fa时，此时电路的放大倍数IA|在数值上等于最大放大倍数的0.707倍，最大放大倍数：|AI。低于下限截止频率或高于上限截止频率都会使得幅值发生衰减。在实际应用中，尽可能的降低通频带的宽度，有效降低输入信号中的噪声干扰效果。例如，在本设计中通过调整R,L,C的参数可以改变频带宽度，使得通频带变窄，提升电路的选频综上所述，品质因数Q和通频带的宽度呈现出反比关系；从这两个概念出发均可以体现出系统的选频能力。工2根据电路理论，对于串联RLC电路的总阻抗Z为：若谐振电路的总阻抗Im(Z)=0,即Z=可求得谐振角频率wo,谐振频率f₀为：在谐振频率和串联谐振电路的工作频率相等时，即f=f时，整个谐振电路的阻抗值取Zmin=R,此时由(2-3)可知感抗在数值上等于容抗的相反数，即相互抵3感抗或者容抗越大，电流I越小。根据品质因数的定义，可以求得：数Q的增加，电感和电容两端的电压幅值也会逐渐上升，甚至远大于电源电压否则会损坏元器件，将电容击穿uj。当电路发生RLC串联谐振时，电感和电容吸收的无功功率分别为：电路吸收的总无功功率；功，电感L和电容C的能量发生周期性的变化。1.2逆变电路设计电压型单项电压源型全桥式逆变器的基本组成是：4个MOSEFT和4个续流(1)固定脉冲控制；(2)脉冲移相控制；(3)正弦脉冲宽度控制SPWM;4图五电压型单相全桥式逆变电路SPWM控制是在Q1和Q4的180°导通区间内，对Q1和Q4进行通断控制(斩波控制);在Q2和Q3的180°导通区间内，对Q2和Q3进行通断控制(斩波控将越小。图六面积等效原理图5处于关断状态；在正弦调制波Ur的负半周Q2和Q3开通与关断交替进行，Q1和Q4始终处于关断状态。将四个驱动信号其开关断，则可以在拳脚逆变器的输出端产生如图(d)所示的交流电压，通过双极性SPWM调制(SBPWM),在双极性调制时，以三角波为载波Uc,正弦波为调制波Ur。双极性SPWM调制的特点是：三角载波在半周期中不仅有负交点处产生控制MOSEFT开通和关断驱动信号，此信号作用于MOSEFT的门极61.1.3单/双极性SPWM调制对比和正弦调制波相交之后进行比较产生控制MOSEFT的高低电平。调节交流输出(1)定义调制比M为调制波幅值和载波幅值之，反应三角波和正弦波的关系：(2)定义载波频率与调制波频率之比为载波比：性(正或负极性)的脉冲；双极性调制在输出交流的虽然在半周期内有正负两种的数值很大时(即f.>>f,时，随着N变大，逆变器在一个周期输出的正弦脉冲的数量也会随之变多),且M≤1时，则基波电压幅值：双极性调制同相上下桥臂的MOSEFT交替导通时，较容易产生直通现象，1.3整流电路设计基本组成：由六个晶体闸流管组成(上面三个代号分别是1,3,5的共阴极晶闸管和下面三个代号分别为4,6,2的共阳极晶闸管组成，也可以理解为由两个三相半波整流电路串联而成)上面(下面)三个相邻桥臂晶闸管发生120°交替导通，同一桥臂上下两个晶闸管导通角相差180°相位。导通顺序：VT1→VT2→VT3→VT4→VT5→VT6→VT1,相邻两个晶闸管导通角相位差为60°,上桥臂VT1导通时，下桥臂VT2或VT6必有一个导通，这样才能形(1)控制角α:晶闸管承受正向电压到开始导通之间的相位差。(2)导通角β:晶闸管导通的角度。7(3)移相范围：调节控制角alpha,可以改变输出电压和输出电流的幅值和波形，对于三相桥式可控整流电路而言，移相控制范围为0°→120°(随着控制角α变大，Ud的幅值变小。在α>60°时，输出波形开始断续),称这种通过改双脉冲触发方式(触发脉冲宽度wt≤60°):若用窄脉冲触发整流电路的晶闸管，那么需要在一个周期内施加两次触发脉冲在同一个晶闸管上，间隔为wt=60°,这是因为随着控制角α变大，Ud的幅值变小，在α>60°时，输出波脉冲宽度wt>60°,称为宽脉冲触发，可以保证在任何一个时刻上下桥臂各有双脉冲触发的工作原理：①α=0°时VT1导通，与此同时给VT6施加一个触发脉冲，形成闭合回路。②60°后给VT2施加一个触发脉冲，由于60°后b点的点位高于c点，故VT2导通(Uac的压降大于Uab,先导通);由于VT2导通，钳制了共阳极端的电位，c点的电位低于b点电位，此时VT6截至并与VT2进行换流；③60°后触发VT3同时给VT2补一个触发脉冲由于Ub大于Ua,所以VT1截至并与VT3换流；④60°后触发VT4,Ua<Uc<0,所以VT2关断，由于此刻Ub最大，故VT4导通，依次类推。9时，产生驱动信号使得S断开。电路工作于采样状态时VL=1,这时产生控制信号，导致Switch闭合，运算大器A1和运算放大器A2的放大倍数均为1,或称可以为电容Ca充电，到达稳态后(保持)Vcₙ=V₁。在取样结束进入保持状态时，VL的电平由高电平(1)变成了低电平(0),如果在后面需要Switch接通以前VI发生了较大变化，由于运算放大器A1处于电压跟随，Vo1也会发生较大变化，使得A1的输出达到饱和。这会使得较高的电压加在开关电路上。接入由两个反并联二极管组成的保护电路之后，当在S接通的情况下由于Vo1≈Vo,所以D1和D(2)取样过程中电容Cπ上的电压值达到稳态值所需要的时间(充电时间)这两个指标是衡量A/D转换中的采样-保持电路性能的两个图十四是LF398芯片的内部电路图，选定其为A/D转换部分的采样-保持电路。该芯片采用了MOSEFT和少子、多子均参与导电的混合工艺。输入端的运与导电),提高了工作的速度并降低输入失调电压；输出端运算放大器中，输入(1)增加了集成运放的输入阻抗的大小(2)减小信号的失真(3)减少保持时间内CH上的电荷损失时间加大，所以选择CH的容量应当兼顾电压下降率和获取时间。图十四中 (同相输入端接输入信号，反相输入端接地)中，若将输出电压全部反馈到反相输入端，就构成了如图十五所示的电压跟随器。电路中且反馈系数为1。由于U。=U,=Un(Un是反相输入端，U,是同相输入端),那么数字信号和模拟信号的区别在于，数字信号不仅在时间离散(不连续)的，在数值上也是离散的，这是数字信号和模拟信号最本质的区别。在进行A/D转取量化单位△=2/15V,那么0V至1/15V表示000,1/15V至3/15V表示001,3/15V至5/15V表示为010以此类推，这些代码就是A/D转化的结果。以上这种量化方以下为所用的STM32F10XADC特点：(1)12位逐次逼近型的ADC转换器。(2)最多带三个ADC控制器。(3)可测量16个外部和2个内部信号源，最多支持18个通道(通过切换不同的模拟开关可以实现),可测量2个内部信号源和16个外部信号源。(4)支持连续和单次相互转换的转换模式(5)在进行完A/D转换之后，注入发生模拟看门狗事件和转换结束，产生中断(6)通道0到通道18的自动扫描模式，即模拟开关可以自动切换(7)自动校准(8)采样间隔可以按照通道编程和设置。(9)规则通道和注入通道均有外部触发选项。(10)在16位数据寄存器中将转换结果以左对齐或右对齐方式进行存储。二进制代表的模拟电压图十七量化原理图VREF+中Y转换结束注入转换结束标志位使能转换结束