【《变频系统变频单元中高增益通道详细设计案例》8000字（论文）】

变频系统变频单元中高增益通道详细设计案例目录TOC\o"1-3"\h\u21012变频系统变频单元中高增益通道详细设计案例 1261121.1上变频模块的技术指标： 2270961.2设计方案 2173251.3关键器件选取 3229141.3.1中频放大器 3296191.3.2中频数控衰减器 42601.3.3射频放大器 5144871.3.4毫米波开关 6229681.3.5混频器 7111231.4上变频单元指标分析 9125051.1.1杂散指标分析 989811.1.2通道增益指标分析 10119171.1.31dB压缩点指标分析 11269581.1.3驻波指标分析 11221451.6上变频器滤波器设计指标分析 12224511.7上变频单元实现与测试结果 12220581.7.1上变频单元实物图 12325961.7.2上变频单元的测试结果 13220401.8第二版实现和测试 17233501.8.1第二版的实物图 17284321.8.2第二版的测试结果 18193471.9小结 201.1上变频模块的技术指标：中频输入频率：3000MHz-6000MHz；增益：≥45dB；衰减控制：≥40dB；输出频率范围：23.5~30.5GHz；输出频率步进：10MHz；输出1dB压缩点：≥18dBm；带内平坦度：≤±1.5dB@BW=3000MHz；杂散抑制：≥50dBc；相位噪声：≤-90Bc/Hz@100KHz，-100/Hz@1MHz；工作温度：-40~+80℃工作电压：12V±1.2V，5V±0.5V，-12V±0.5V1.2设计方案根据上文提出的技术指标，和实现小型化便携式功能，设计方案如下图1.1所示，本设计方案采用MMIC单片混合集成平面电路进行设计，突出高性能高可靠设计原则。首级是中频单刀三开关芯片，对三组中频信号进行选择。之后是低噪声放大器和衰减匹配电路。之后通过一级数控衰减来实现通道输入信号的匹配。调节增益后，通过混频器混频生成对应的高频信号。之后通过放大，滤波，数控衰减来实现性能指标。由于产品小型化体积受限，发射支路和接收支路设计在同一模块中，并根据合作方要求，为了能够应用在不同环境，实现不同增益，设计时发射和接收支路分别各两路，初期选用单刀四掷开关进行支路切换，选通后经过三级放大器保证符合设计指标。第一版在后期调试过程中发现通道间相互干扰，其中带内平坦度不满足技术指标要求，起初用吸波材料搭建隔墙，效果不明显，基于上述情况，进行第二版设计，主要是射频放大模块的改进，对原先电路中开关滤波组中单刀四掷开关改为两组单刀双掷开关，增加通道之间的隔离度减小邻道信号干扰，并将开关滤波组单独做成一个盒体。图1.1上变频单元方案图考虑到中频信号的输入功率只有约-25dBm，而产品要求射频信号15dBm输出功率，由于链路中混频器的变频损耗以及滤波器的插入损耗和射频接头损耗，所以要求整个模块的增益在大约45dB左右才能满足指标要求。本方案设计为了电路结构简单化和低成本预算，中频放大部分选用同型号的放大器，为了实现指标中1dB压缩点要求，射频放大部分选用高增益高1dB压缩点的驱动放大器。技术指标中要求射频输出信号带内平坦度需小于3dB，超宽带信号这就要求设计电路时需要优良的匹配和精湛的工艺水平，减少射频电路中的反射信号，降低端口的驻波系数。由此同时，选取器件的时候，需要注意器件的动态范围，尤其滤波器的带内平坦度。1.3关键器件选取1.3.1中频放大器为了满足上变频模块的通道增益和噪声系数的指标要求，我们选用了高增益以及噪声系数良好的放大器对中频通道信号进行放大，同时要达到技术指标的带内平坦度的要求，必须注意放大器的增益曲线在所需工作频率范围内波动小于1dB，尤其在高温情况下，增益曲线波动范围小于1.5dB设计方案中，通常在发射组件射频级提供信号增益的成本和难度较高，且不有利于器件的选型，可考虑在中频信号参与混频前即提供一定的信号增益，该方式有利于降低生产成本和选型难度。最终，我们选用了美国HittiteMicrowave公司研制的MMIC放大器HMCXXX，该芯片采用了GaAsPHEMT工艺制造的高效率线性放大器产品。该产品的工作频率范围为DC-10GHz，其增益在所需工作频率范围内约为19dB，且功率增益平坦度在工作频率范围内约为1dB，满足技术指标幅度响应的需求。产品的输入输出回波损耗分别为13dB和15dB，该指标能使得放大器的输入输出端口驻波比分别达到1.58和1.43。最后，该芯片在3-6GHz频率范围内的输出1dB压缩点高达21dBm，能够确保在3级放大器级联的情况下链路增益呈线性增长不压缩，如下图1.2[38]HMC8410典型参数曲线所示：(b)图1.2HMC8410典型参数曲线，(a)频率VS增益，(b)频率VS1dB压缩点1.3.2中频数控衰减器由技术指标可知，实现整个通道40dB增益动态范围，上变频通道动态范围控制和发射功率控制通过射频数控衰减器实现。接收射频衰减器选择时尽量选择插入损耗小，精度高的元件，以降低接收噪声系数。中频数控衰减器用以实现对链路增益的调节，保障链路噪声、输出1dB压缩点的性能指标。方案中我们选用了美国ADI公司研发的6位数控衰减器，选择数控衰减器时主要查看性能指标包括：工作频带、插入损耗、衰减位数和步进、衰减精度、寄生调相，输入输出端口电压驻波比等该器件工作频率范围DC-6GHz,符合我们所用频率要求，如图1.3[39]所示，在3-6GHz此器件低插损约为2dB，并且衰减精度为0.5dB,满足指标衰减精度要求，查阅资料得知，此器件在3-6GHz带内波动符合技术指标要求。价格便宜，综上所述我们选用了此器件。图1.3HMC1122插损曲线1.3.3射频放大器为了补偿通道增益，同时保证系统的动态范围，选用输入P-1大的高线性度低噪声低增益宽带驱动放大器作为通道功率补偿。由技术方案可计算出滤波器过后的射频信号功率-12dBm，技术指标要求发射射频信号功率是大于15dBm，这里先对末级的驱动放大器进行选择，发射功率的要求是大于20dBm，考虑到收发切换通道采用开关控制，会带来损耗，并且最后射频输出的SMA接口也会带来一定损耗，预估开关和射频接头的损耗大概在8dB左右，设计中需要给足余量，链路计算中设置损耗为9dB。所用射频放大模块需要至少36dB的增益，才能满足增益要求。通过刚才分析，末级驱动放大器的输出信号功率至少为20dBm，选用的此放大器的主要指标要求就是输出1dB压缩点要大于18dBm，并且放大器增益要合适。最终设计中选择了美国AvagoTechnology公司的高增益宽带MMIC放大器AMMC-XXX。该产品利用PHEMT集成电路结构实现了超宽的工作频率带宽20~45GHz，符合我们频率要求，并且该产品的输入回波损耗较高达到了17dB，这样可以保证输出驻波满足指标要求，同时此器件也能为通道内的功率平坦度达到指标要求提供了可靠保障。最后，AMMC-XXX在芯片的背面同时实现了RF和DC部分的接地，降低了电路的装配难度和由于装配对于系统指标带来的影响和波动。选型时主要考虑的它的参数为放大器的增益和它的1dB如图1.4[40]所示。在30GHz以下的频率范围内，该款放大器的增益大于22dB，1dB压缩点大于22dBm，能够满足对于1dBm压缩点大于20dBm的选型要求，增益也比较合适。此芯片在产品工作频段内，增益平坦度约为3dB，此指标略差，在后期调试时，在输出端口放置均衡器弥补带内平坦度。(b)图1.4AMMC-5040典型参数图频率VS增益;频率VS1dB压缩点;由上文可知射频放大模块需要36dB的增益，已经将一部分增益分配到末级驱动放大器中，因此还需提供16dB的增益，设计方案中采用两级放大器级联的设计，为了防止功率饱和，两级放大器中预留衰减器位置。方案中为了节约成本和国产化使用率提高，选用国内一家芯片公司的ILA-XXX,此器件是一种宽带低噪声放大器芯片，频率覆盖18~40GHz的工作范围，在产品工作频段内，增益平坦度小于1dB，符合技术指标要求，小信号增益11dB,采用5V供电。1.3.4毫米波开关由链路可知，射频放大通道和开关滤波组控制电路中毫米波开关是一个重要组成部分，随着当今技术发展，开关采用的控制元件主要有半导体器件和铁氧体器件。与铁氧体器件相比，半导体开关虽驱动功耗比较小，但可承受大功率信号，切换速率高，体积小，重量轻等优点，当前在微波、毫米波电路中应用非常广泛。能够用于制作毫米波的半导体器件主要有PIN管、变容管和肖特基二极管。其中PIN管的可控功率大，温度变化小，低电平小电流驱动，能在偏置作用下达到良好的短路和开路状态，响应时间快(纳秒级)等特性，PIN二极管是毫米波开关最常用的器件。在第一版设计中使用了M/A-COM公司的一款应用了AlGaAsPin的二极管开关芯片MA4AGSW4。后期在调试过程中，发现通道间信号干扰严重影响产品的性能指标，在第二版设计时采用了两组单刀双掷开关，改善其产品性能，MA4AGSW2此开关被广泛使用了微波毫米波领域，频率覆盖高达50MHz~50GHz的工作范围，其工作温度范围-55~+125℃，通过外部提供±5V的TTL电平来完成输出信号的通路选择功能。根据两款器件的比较，MA4AGSW4隔离度约为25dB，而MA4AGSW2隔离度在约为33dB，隔离度有所改善，通过两者芯片资料可知，MA4AGSW2的回波损耗和MA4AGSW4回波损耗在工作频段内略小1dB，对收发通道驻波的影响忽略不计，并且两者器件的插入损耗为0.7dB左右。通过器件资料可知，当偏置电流为+10mA时，为器件隔离度最优状态，能够有效的防止收发通道之间杂散从相互串扰。图1.5、图1.6[41]分别为MA4AGSW4和MA4AGSW2的两个器件的插入损耗和隔离度对比。图1.5MA4AGSW4电气指标图1.6MA4AGSW2电气指标1.3.5混频器根据第二章介绍的变频器相关内，我们可以了解到使用频率较高的上变频的结构主要有直接变换结构和超外差结构两种。而本方案中的中频信号频率为3000MHz-6000MHz，最后的射频信号为高达30.5GHz，两者频率之差较大，并不符合直接变频结构要求，最终方案选定经典的超外差结构进行对上变频支路的设计。采用超外差结构进行设计，首先要选择变频次数，经过我们初步计算，再加上体积的限制和带内平坦度的要求，最终选择一次混频，由于是超宽带信号，很容易使三阶以及其他杂散落在带内，经过仿真软件计算，我们将信号通过滤波器分成三段，通过射频开关进行信号选通。其次对混频器来说，必须要考虑它的本振泄漏以及三阶交调信号。在方案中对于杂波的抑制要大于50dBc，由下图可知，混频器正常情况下对本振泄漏以及三阶交调信号抑制在40dBc，混频器后需要加滤波器对着两个信号进行去滤除抑制。作为变频系统中的关键器件，混频器的选取工作是设计中的重中之重。本次设计采用的是平面混合集成电路设计，因此选取的混频器件必须是表面贴片封装形式的混频器。其次，本次设计要求在整个工作频带内的带内功率平坦度小于3dB，因此选取混频器时，除了对回波损耗指标之外，对它的选择要结合之前的电路进行综合考虑，由于系统有增益和噪声系数要求，在前端电路已经使用了过多的有源器件，这样导致了整个系统的偏置电路过于复杂，空间显得不足，所以为了保证增益和噪声系数，在根据以上的要求，本次设计采用了美国HittiteMiwave公司研制的无源双平衡MMIC混频器HMC560。这款芯片基于GaAs工艺进行制造，可同时应用于上变频或下变频系统。并且该芯片拥有较宽的工作频率带宽，其射频工作频率为24~40GHz，中频工作频率范围为DC~17GHz。通过在芯片上集成巴伦，该混频器拥有了极高的隔离度，LO-RF隔离度达到了35dB，LO-IF隔离度为30dB，而RF-IF隔离度也有20dB。从芯片数据手册上还可以看到，这款芯片的变频损耗为10dB，该芯片在工作频段的输入1dB压缩点为13dBm，三阶交调截断点为18dBm，能够满足指标性能要求。需要注意的是，为了使得混频器内的二极管处于完全的开启和关断工作状态，LO的驱动功率需达到13dBm，而本次设计的LO驱动功率为13dBm，该功率能使得混频器正常工作。在第二版收发组件的改进方案中，该混频器由之前的三根金丝键合改进为二根金丝键合，指标上有一定优化但并不大，通过测试最主要的变化是变频损耗降低到了7dB。同时混频器整个带内插损曲线波动减小，这对于带内的功率平坦度很有好处。图1.7HMC560M*N抑制1.4上变频单元指标分析1.1.1杂散指标分析杂散的引入来源于三个方面：中频输入杂波、本振源杂波、上变频交调杂波，其中五阶以上的交调杂波要么距离输出频段太远，要么太小不予考虑。要求中频信号、本振信号和交调的杂波都达到大于50dBc。由于混频器的非线性效应，其混频产生的互调分量有可能会落入带内无法被滤除，因此对混频产物的预测能更好的指导变频后滤波器的设计。利用Agilent公司提供的互调分量分析软件APPCAD中“MixerSpur”可以方便的对混频器的输出产物进行预测。图1.8、1.9、1.10展示出了本次设计中混频器在输出端口的各个互调分量的分布情况。从图中可以看到，小方框内的互调分量均在5阶以上，由混频器器件资料可知，其抑制度均在66dBc以上，影响可以忽略，工作频带内不存在杂散分量。以23.5-26.5GHz通道为例，继续分析可以得出，三阶交调分量2LO-IF，混频器虽抑制度不足以满足指标，但离射频信号输出频率较远，影响较小并在后续的滤波器设计中需要对交调分量特别注意，以使得变频通道的杂散指标满足指标要求。还需注意的是，本振泄露和中频泄露同样会在混频器的输出端口形成强杂散信号，在滤波器设计的时候同样需要考虑。链路中各通路的M*N谐波如下：图1.823.5-26.5GHz混频器输出M*N谐波图图1.925.5-28.5GHz混频器输出M*N谐波图图1.1028.5-30.5GHz混频器输出M*N谐波图1.1.2通道增益指标分析如图1.11所示，在方案中可以看到中频链路设计了一个3级放大器级联的放大链路，根据数据手册可以悉知HMCXXX可以在所需工作频率范围内提供19dB的增益，经过中频放大链路后，信号进入混频模块，混频器HMC560由数据手册可知变频损耗10dB，后进过开关滤波组，由于高频率高指标滤波器采用腔体滤波器，根据经验预计2dB的插入损耗。最后经过射频放大链路，RF放大器AMMC-XXX能提供25dB的增益。输出端口预留衰减匹配位置，通过上述简单分析，应用SysCalc4射频电路计算软件，最后总的通道增益为45dB，满足指标所要求的45dB通道增益的要求，当然，实际的增益与计算的会有一定的偏差，在链路计算过中已考虑，并留有足够的裕量。图1.11上变频链路计算1.1.31dB压缩点指标分析1dB压缩点的指标要求为大于18dBm。通过技术方案可知，首先经过HMCXXX放大器，该器件输出1dB压缩点为21dBm，经过放大电路后，混频器HMC560在不同温度条件下的输入1dB压缩点不同，在我们需要的23.5~30.5GHz射频输出频率，即使是在+85℃高温情况下输入1dB压缩点最差也有10dBm，那么考虑到8dB的变频损耗，混频器最大可输出2dBm的射频功率，考虑到混频器放大器之间还有开关滤波组件7dB左右的衰减，随后放大器ILA-1840G的输出1dB压缩点在23.5~30.5GHz频段内为15dBm以上而增益在11dB，完全没有饱和，最后末级AMMC-XXX输出输出1dB压缩点约为21dBm。理论上增益为45dB，最终输出功率就可以达到20dBm且没有压缩,故最终输出1dB压缩点大于18dBm完全可以实现。1.1.3驻波指标分析为满足技术指标需求，主要采用如下技术手段：输入和输出端口加装隔离器；输出放大器输入输出驻波比≤1.6:1，输出端的衰减电路可以更好的改善输出驻波比；选择性能优良的接头及电缆，保障驻波特性不恶化，所以可以满足指标需求。1.6上变频器滤波器设计指标分析综上分析，滤波器的性能对于变频单元的杂散特性有着决定性的作用。主要需要考虑的指标三阶交调分量，本振和射频的泄露信号主要依靠低通滤波器进行滤除。因信号通过滤波器组分成三段，在考虑滤波器指标时内容一样，现已23.5GHz~26.5GHz为例，三阶交调分量2LO-RF在射频信号为23.5GH时距离射频工作频率最为接近，由3.3.1.2节的杂散分析可以得出在17.5GHz处滤波器需要至少提供额外的40dBc抑制度来达到通道的杂散抑制指标。综合以上考虑，设计的滤波器中心频率为25GHz，带宽3GHz。为了达到系统的平坦度要求，因此在设计时将带内平坦度定为小于1.5dB，滤波器驻波为1.5，减小调试驻波系数难度。带外抑制指标主要考虑在17.5GHz处达到40dB的抑制。由于技术上的问题，寻求国内一家专业滤波器厂商协助我们完成。1.7上变频单元实现与测试结果1.7.1上变频单元实物图经过上面几节的分析与讨论，最终上变频单元的设计版图如图1.12所示，不算接头部分射频放大模块尺寸为128mm×50mm×14mm,中频放大模块90mm×44mm×14mm，混频滤波模块60mm×40mm×14mm，腔体使用了硬质铝件，射频放大模块中驱动放大器部分为了方便调试，使用了介电常数为9.9、厚度0.254mm的陶瓷基片，中频信号输入部分使用了介电常数为2.2、厚度为0.508mm的Rogers5880厚基片，剩下的混频器、开关和放大器部分由于频率较高都使用了介电常数为2.2、厚度为0.127mm的Rogers5880软基片，模块的本振信号输入、射频信号输出端口均采用SMA-K接头。由外部提供开关的控制电平以及放大器供电通过J30微距型连接器进行接入。另外，在组件的组装过程中，将腔体与腔体盖之间增加了一层吸波材料，以减小通道之间的空间辐射，避免因通道间隔离不够而引入杂散。图1.12射频放大滤波模块图1.13中频放大模块图1.14混频滤波模块1.7.2上变频单元的测试结果本次测试环境我们使用了安捷伦公司出品的频谱分析仪8564EC，该仪器的测试范围为9KHz~40GHz,输入射频信号我们使用了安捷伦公司出品的83640B信号源，此设备输出频率范围10MHz-40GHz,完全覆盖了23.5-30.5GHz，矢量网络分析仪我们使用安捷伦公司出品的N5230C型号。在测试时需要注意的保持测试环境符合设备正常使用的范围，所有参与测试的陪测设备和测量仪器均工作正常，属于必须要校准的设备处于已校准状态。在测试过程中，测试人员需着防静电工作服，带防静电手腕，做好静电防护等。根据设计指标测试产品的输出带内平坦度，测试方案框图如下：矢量网络分析仪矢量网络分析仪待测件在测试驻波时，首先第一步校准矢量网络分析仪；然后将矢量网络分析仪连接待测件的测试端口；其次读取矢量网络分析仪上相应的输出VSWR值。设置“Marker”记下曲线中数据的最大值，都应在被测设备的驻波比范围之内；在设计时，将射频信号通过滤波器组分成三段信号，外协腔体滤波器收到后测试驻波时，三者驻波系数几乎一样，所有在测试射频端口驻波系数时，切通最高频率滤波器支路和最低频率滤波器支路测试，最终测试数据如下图1.15：图1.15中频输入端口驻波比图1.16射频23.5-26.5GHz输出端口驻波比图1.17射频27.5-30.5GHz输出端口驻波比技术指标要求中频输入驻波小于等于1.6，如上图所示，现实测数据为1.7，不影响其产品使用，射频输出驻波要求小于等于2.0，现实测数据分别为1.75和1.89，完全符合指标要求。根设计指标测试产品的输出OP-1dB，测试方案框图如下：信号源信号源待测件频谱分析仪首先通过测试线缆连接测试仪器，测试附件及被测设备的输入输出，并在被测设备前面板设定相应的输入输出；在信号源上设置频率（中心频率），幅度输出-25dBm，变频模块设置为上变频通道级（高增益模式），从频谱仪上读出信号的幅度；逐渐增大信号源的输出幅度，记录下频谱仪的幅度增加值下降1dB时的频谱仪在对应输出频率的电平即为变频模块在该频率的输出1dB压缩点；在实际测试过程中符合技术指标要求。根据设计指标测试产品的带内平坦度，测试方案框图如下：信号源信号源待测件矢量网络分析仪首先将待测件的输入端连接信号源，输出端接频谱仪的输入端；设置信号源的频率范围为3-6GHz待测件工作频率，然后将信号源设置为扫频模式，将信号源的输出电平设置为-40dBm，变频模块设置为通道级（高增益模式），记录频谱仪上对应输出电平在对应带宽内的最大值与最小值，其差值应满足技术指标在3GHz带宽内，波动小于3dB。测试数据如下：图1.1823.5-26.5GHz带内平坦度测试图1.1925.5-28.5GHz带内平坦度测试图1.2025.5-28.5GHz带内平坦度测试显示了上变频单元工作频率范围内的功率平坦度测试结果，可以看到射频输出信号的最高功率和最低功率之间最差通道有8dB，远远不能达到系统所要求的3dB指标，具体问题在下面有介绍。第一版的测试分析由上面测试结果得知，主要是带内平坦度不符合设计指标，在调试过程中，当只测