【《间串扰基带传输系统分析》2900字】

间串扰基带传输系统分析目录TOC\o"1-3"\h\u27863间串扰基带传输系统分析 1223641.1码间串扰 1161151.2消除码间串扰的研究思路 2323611.3无码间串扰的传输设计 5231121.4眼图 71.1码间串扰造成数字通信系统误码的原因主要是码间串扰和信道噪声，码间串扰是其重要原因之一。码间串扰又可以称为码间干扰，是因为基带传输系统的传输特性，包括接收、发送滤波器和信道的特性不够理想，从而造成实际抽样判决值出现误差。前后码元的波形发生变化，如展宽、畸变等，也有可能是前方的码元在产生了非常长的延时，在下一码元进去之后，而引起波形畸变，对当前码元判决造成干扰。原因还可能是在某一抽样时刻，邻近码元的波形在该抽样时刻实际幅度值不等于零，也会造成码间串扰。如果码间干扰严重到一定地步，判决就会被影响正误。判决失误是因为波形中除了该码自身，还有别的码的波形干扰。由此可得，接收端的接收质量由信道噪声大小、码间串扰大小决定。如图3-1(a)、(b)所示，发端采用双极性码，我们使之输入二进制码，如果输入“0”码，得负的升余弦波形；输入“1”码，得正的。如图3-1(C)所示，输入码元序列为1110，当然在实际信道中传输时，肯定会有噪声等干扰，为了实验方便，在这里不考虑这些因素，看接收滤波器的波形：第一个码元在t0时最大值，波形拖尾严重，所以可以得出：该码元的抽样判决时刻为t=t0时刻。下一码元判决时刻选在QUOTE(t0+Ts(t0+Ts)，根据该逻辑推理，在QUOTEt=(t0+3Tst=图3-1码间串扰示意图1.2消除码间串扰的研究思路1.2.1码间串扰的分析我们将数字基带传输系统模型图进行简化，得到图（3-1）模型简化图。这样会便于分析码间串扰的影响。输出y（t）基带信号抽样判决H（输出y（t）基带信号抽样判决Hdd（t）图3-1模型简化图基带信号传输图如图3-2所示：码反转换器抽样判决器接收滤波器发送滤波器y(t)}n(t)}信道信号形成器d(t)}理想抽样双极性单极性矩形脉冲信道相乘器码型变换码反转换器抽样判决器接收滤波器发送滤波器y(t)}n(t)}信道信号形成器d(t)}理想抽样双极性单极性矩形脉冲信道相乘器码型变换QUOTEdtQUOTEdtdt二进制{QUOTEdndn}}{3-2基带信号传输图由于本设计研究的侧重点为基带传输，故为了便于分析整体系统，我们将信号码型看做是双极性码：{可知，a下一步是对{adt=设发送滤波器理想传输函数为GT(w)，总传输特性为；Hω传输系统所对应的单位冲激响应为：ht并且在d(t)的条件下，接收滤波器输出信号y(t)为：ytQUOTEnR(t)nR(t)是加性噪声，QUOTEnR(t)nRy=a根据以上的描述与分析可得：在信号传输的过程中，数字基带信号有部分可能在码之间被搞混。所以代码之间的脚本对于传送带的影响如下：判断电路中可能出现差错。1.2.2码间串扰的消除H（t）在t=0时有最大值为2B，而在t=k/2B(k为非零整数)时各瞬间均为0。只要令Tb=1/2B=1/fn=−∞∞H（t）为理想冲激响应，H（t）消失困难，归其原因是系统频率特性截止迅速。我们设计Hω时需要考虑理想冲激响应的特性，所以需要把Hω看作对截止频率为W1，理想低通特性为QUOTEH0ωQUOTEHω=H0ω+H图3-3（a）为前一码元在到达下一码元开始判决时刻到达0的波形，码间串扰的各项影响中前一码元的影响最大，由ak是随k值变化的，而k值是随机抽样取值，所以图3-3（a）不易实现。图3-3（b）所示波形虽然没有在下一码元的判决时刻到达0，但是可以在（QUOTETs+t0Ts+t0）、（2QUOTETt0+Tstt0ttth(t)9（a）t0+2Tsh(t)9tt0th(t)9ttt（b）图3-3理想的传输波形1.3无码间串扰的传输设计根据奈奎斯特第一准则，能够得到无码间串扰的基带传输特性，应为：iH(ω+符合这种特性的H()有很多种，其中的一种极限情况为H()是理想低通型，它的波形及频谱如图3-4所示：（b）理想低通传输系统的频谱（a）理想低通传输系统的波形−ωS2ωS2QUOTE2Ts（b）理想低通传输系统的频谱（a）理想低通传输系统的波形−ωQUOTE2Ts2Ts00QUOTEH(ω)在此处键入公式。H(ω)在此处键入公式。）h(t)−2T−2T图3-4理想低通传输系统的波形及频谱即使理想的低通滤波器可以满足要求，但在物理上无法实现。冲激响应类型为Sa(x)型，衰减速度慢，结束时间长。如果采样时间有误差，会产生严重的码间串扰，因此，理想的低通特性只有理论研究意义。我们必须研究实际的基带传输系统怎样才可以保证相邻码元之间没有串扰。为了解决上述问题，我们应该缓慢地减小具有理想低通特性的边线，即所谓的“滚降”。在没有码间串扰之间的传输系统中，奈奎斯特第一准则应该得到满足。但是，由于固定时间的限制和实际滤波的形成，现在的基带传输系统一般采用升余弦频谱特性：在滚动间隔的中心频率上，有一个奇对称振幅特性(其中α为滚降系数，TsH()QUOTEH(ω)在此处键入公式。0H()QUOTEH(ω)在此处键入公式。0WW图3-5升余弦滚降频谱图H1(ω)对于QUOTEω1ω1具有奇对称的幅度特性，其上、下截止角频率分别为QUOTEω1+ω2ω1+ω2、QUOTEωα=其中QUOTEω1ω1为无滚降时的截止频率，QUOTEω2ω2为滚降部分的截止频率。根据滚降系数的不同分为几种情况，图3-5即表示了不同情况的冲激响应。滚降系数α的余弦滚降特性HQUOTE(ω)(ω)为:Hω1.4眼图数字信号在示波器上累积形成一个图形，形状像眼睛，所以也叫眼图。通过研究发现：眼图在高速系统信号分析上可以说是核心，还可以看出数字信号的特性，也可以看出误码率的影响。从而可以分析系统是否可行。眼图上通常显示的是1.25UI的时间窗口。眼睛的形状有很多，那么，眼图的形状也会有非常多种。要想知道数字信号的质量如何，可以通过观测眼图的形状来判别和分析。在一个真正的数字交互系统中，很难完全的消除一致性。然而，对于码间通信的误码率这个问题，还没有得出很合适的规律和计算方法。实验中可通过眼图的形状作出相关分析，这样就可以评价出基带传输系统的性质和功能。当和弦混乱时，波形变形，和弦不一致，击打的运动线不清晰，“眼睛”部分会闭合。把噪声再加上去的话，眼睛画的运动线就会闭合，线条变得越来越模糊，眼睛变得越来越小。因此，“眼睛”的大小表示不真实的程度，表示代码之间划痕的强度。如果眼图的“眼睛”张开的程度越大，且眼图看起来很正，那么码间串扰越小；如果“眼睛”张开的越小，并且眼图看起来不是很正，那么，就代表码间串扰越大。通常眼图可以用下图所示的图形来描述，由图（3-6）可以看出:判决门限电平灵敏度对定时误差的过零点失真噪声容限抽样失真判决门限电平灵敏度对定时误差的过零点失真噪声容限抽样失真图（3-6）眼图模型由眼图模型可以分析出：1、眼的宽度不受接收波形的影响，