【《基于SiC MOSFET的Buck变换器设计与仿真研究》17000字】

第一章绪论1.1论文的研究背景及意义随着全球信息电子技术的发展以及经济的快速发展，人类对于能源的消耗不断增加，由于过度的消耗各种资源，造成了能源危机，并且对全世界的生态环境以及社会的持续向前发展造成了威胁[1]。因此，我们必须要探寻更加绿色节能高效的能源。而开发利用更低碳经济的能源，离不开对各种类型的开关电源的应用[2]。开关电源通过对开关器件的正常开通时间与关断时间进行调节与控制，使二者有一个固定的比值，以便于保证能够输出稳定的电压，从而实现不同功率等级下的电压的变换，即把这个功率等级下的电压转变为另一个功率等级下的负载端的电压，以此来实现传输和转化能量[3]。这种电力电子开关经常广泛应用于电力与通用电子技术研究领域中,利用了许多有关电力与通用电子技术的专业基础知识和有关工作控制原理。通常利用最多的就是对脉冲宽度进行调制(PWM)的原理与技术。因为这种开关式直流电源驱动方法比较便于直接驱动实现对电源能量的有效转化与再回收利用,所以得到了广泛应用。90年代是开关电源陆续取得了一些巨大成果的时期,在这十几年中,开关电源也实现了飞速发展,在各种电子电器领域，各种仪器设备以及电源等都飞速的向前迈进，取得了飞跃性的成就与进步。开关电源主要用于实现DC/DC，DC/AC，AC/DC，AC/AC变换，广泛应用于各种领域以及各种场合，如自动化领域，军工领域，医疗行业，电器及通讯设备等等[4]。随着现代半导体技术以及各种新型的半导体开关元器件的应用,开关电源已经开始朝着集成化,高频化和微型化等方向进行发展,提高了变换器的工作效率和功率。而且开关向高频化的发展也就更加有利于减少开关电源在体积上的增加以及其重量,有利于使得开关电源朝着小型化的方向进行。由此开关电源可以被应用于更宽的范围和更广阔的领域。开关电源现在被广泛使用，更加促进了各种电子商品向着小型化、轻型化方向不断发展[5]。目前开关电源发展面临的最大的难题就是提高效率，然后应用在大功率场合。因为这个需要，出现了同步整流技术。同步整流技术就是在之前的传统的Buck电路中，把续流二极管淘汰掉，换成了导通电阻相对比较低的MOS管,以这种MOS管作为续流导通的通路，可以很大程度上降低二极管续流时的导通损耗，同时使得变换器的转换效率得到了明显的提升[6-7]，同时也可以降低电力设备的电磁干扰，提高了变换器运行的可靠性。同步整流技术的最大难题在于如何实现驱动控制。近年来，同步整流技术广受欢迎，适宜用在低压、大电流的场合下，如光伏发电、分布式电源供电以及燃料蓄电池供电等应多种用场合[8]。在这些场合中，通常都是采用Buck变换器将一个直流电压等级下的电压降低为另一个直流电压等级下的直流电压，以满足工作负载所需要的供电电源大小。虽然我们研究出了同步整流技术，但是如果使用Si材料制作电力电子器件，它存在一些难以避免的缺陷。例如：它具有较大的驱动损耗以及反向恢复损耗，在高频的运行工作环境条件下，它受到电磁波的干扰可能会很严重,可能会破坏设备，影响其正常运行[9]。所以，同步整流技术也同样面临着怎样降低开关损耗的问题。新型的SiCMOSFET管具有极佳的性能。应用SiC材料制成的电力电子器件能够显著的改善和增强电力电子设备的转换效率、工作的频率、功率密度、电磁干扰以及工作温度等。SiC材料已经成为当前最受欢迎的半导体器件材料[10]。所以，基于碳化硅的同步整流Buck变换器，具有很大的研究价值和研究意义。1.2SiC及SiC功率器件的特点如图1-1所示，把Si和SiC两种材料所制造而成的相关电力电子器件进行比较，SiC以及SiC功率器件具有很大的优势，如下表1-1所示：表1-1Si和SiC两种材料的比较类型Si及Si功率器件SiC及SiC功率器件禁带宽度1.12eV>3eV（3倍左右）工作环境低温高温饱和载流子迁移率低高开关频率和速度慢快临界击穿场强小大（10倍左右）承受反压能力低高导通损耗大小热导率低高（2~3倍）图1-1半导体材料SiC，GaN，Si的物理特性的比较图SiC与SiC功率器件具有极其优异的性能，但同时也具有一些尚未能够克服的难题，诸如：（1）价格昂贵，大大提高设计成本；（2）暂时还没有能够用于硅功率器件的可承受高温度的封装技术，目前现有的可用在硅功率器件上的封装技术，其可承受的最高温度不超过175℃，所以不利于发挥SiC材料及SiC器件的高温性能[11]。1.3SiC器件国内外研究现状在电力领域及电气行业，碳化硅功率器件可以节省电量，也可以节约能源，同时可以极其有效的减小体积，所以具有很光明的前景，很受各国欢迎，各国专家们在器件的研究以及应用领域不断的取得巨大的研究成果和很大的进步。当人们在满足发展新型电子工业需要的同时,不断地努力推进和深入研究各种用于生产碳化硅的各种新型功率元件,第一个被引入和研究推出的就是碳化硅材料的肖特基势垒二极管（SBD），2001年英飞凌（Infineon）公司推出了第一个用于商业化的额定电压300V到600V(16A)的产品，由此开始了不断发展SiC功率器件的阶段[12]。在此之后，许多著名的半导体生产和制造公司生产出许多的功能优异的SiC器件。例如Cree公司于2002年推出了一系列额定电压从600V到1200V(额定电流为20A)的产品，它们主要是被广泛的应用于控制开关电源以及控制马达中，同时它们也会应用在IGBT中用来作为续流二极管使用。在军事技术上，军方对于美国Cree公司进行大力支持和帮助，日前已经成功开发出了额定工作电压10KV，额定工作电流50A的SiCPIN整流器件和10KV的SiCMOSFET[13]。又比如，在德法两国，西班牙和欧洲，在以太阳能为主要能源的逆变器中，运用了SiCMOSFET，可以获得很高的效率，可以高达98.5%。SiC器件的普及使用，将为人类带来很大的便捷与很高的利益，同时也有利于节约能源。由于SiC功率元件的商业化，许多专家纷纷对该类器件的特点和使用场合等进行了研究[14]。在下表1-2中，总结了现在在世界上较为成熟（经典）的SiCMOSFET器件的生产商和他们生产的器件的参数。表1-2目前较为成熟的SiCMOSFET生产商及器件的参数生产商器件型号VDS/VID/A@25℃RDS(on)/mΩ@25℃CreeC2M004517017007245ROHMSCT2750NY17006750InfineonFF11MR12W1M1_B11120010011IXYSMCB60I1200TZ12009034STMCB60I1200TZ12006559实际上，在MOSFET器件的内部是具有一个体二极管的，因此不需要再额外并联一个二极管，这样可以简化电路的结构[15]。SiC功率可以节约成本降低费用，有利于获得更好的经济效益。随着现代科技不断地发展进步，SiC材料的价格将会不断地降低，质量会不断上升，因此我们所能够获得的社会经济效益也会越大，它将会具备十分广阔的应用前景。近年来,同步整流技术广受欢迎,获得了很大的成功，这都源于电阻值低的导通电阻的研究成果的进步。世界上许多的国家都已经加大了对同步整流的技术的探索,如Infineon公司。该公司已经研发出很适合用在低电压、大电流的场合下的导通电阻为1.3mΩ的MOS管，其导通压降甚至可以低到0.065V，比一般整流管的正向导通压降要小得多[16]。所以说这使得变换器的全部输出整流功率损耗大幅度地得到减少,大幅提升了直流变换器正常工作的整流效率。我国在这个领域的研究进展相对比较落后，并不能快速的跟上其他国家，但是我们的国家大力推进发展，科学家们都很努力，为了提升我们在高新技术领域的竞争力,就必须从开关电源这一重要的关键技术上做出切实有效的研究和应用,增强我国在电源领域的影响力和主导地位[9]。1.4本文的主要研究内容本文设计的电路是采用了碳化硅MOSFET管的Buck电路，其开关电源的频率为1MHz、功率的大小为2.2kW，要求该电路能够完成由375V的电压下降至110V的转换,输出电压要求其纹波系数不超过5%,电感流过的输入电流要求其纹波系数不超过为30%。此外，该电路还引入电压反馈的闭环控制方式，以保持电路的稳定，提升电路的动态响应能力。本文的具体内容如下：第一章首先简要的阐述了课题的研究背景以及研究意义，SiC功率器件的优点，然后介绍了国内外相关课题的研究现状。第二章，分析了同步整流Buck变换器的基本工作原理、三种控制方式以及三种工作模式还有交流小信号的建模；紧接着介绍了闭环控制的基本原理包括电压型控制电路的原理。第三章，先进行了电路设计，然后计算元器件参数并选择合适的电容电感。开环Buck主电路采用SICMOSFET代替二极管，闭环Buck电路利用电压反馈信号进行脉冲宽度调制（PWM）以获得所需要的驱动信号，保证该电路能够良好的启动。然后对电路进行了仿真实验，包括开环Buck电路的仿真、闭环Buck电路的仿真、开环加负载干扰，闭环加负载干扰的仿真，以验证设计是否可行且合理。第四章，在完成第三章电路仿真实验后，通过AltiumDesigner软件设计并绘制硬件电路的原理图，并生成PCB图，然后焊接完成样机，进行了硬件电路的实验测试，实验内容包括检查电路是否可以实现驱动，确定电路的基础功能，验证了本设计的硬件电路是正确无误的。第五章，总结与展望。

第二章基本原理及相关理论2.1BUCK电路基本原理2.1.1电路结构和原理分析传统的Buck电路的拓扑结构如下图2-1所示。R为纯阻性负载，L为滤波电感（一种储能电感），C为滤波电容，开关器件S通常为全控型功率器件MOSFET，续流二级管D通常用的是肖特基二极管[9]。通常使用脉冲宽度调制技术，控制开关器件S，使其开通与关断过程具有周期性，从而得到所需要的电压。图2-1传统的Buck电路但是当传统的Buck电路工作时，其工作效率比较低，也不能实现大功率，因此采用了同步整流技术。（扩展）基于SICMOSFET的Buck电路利用了同步整流的相关技术原理，其电路结构如图2-2所示,通过采用SiCMOSFET整流开关器件来代替传统的Buck降压斩波电路中的续流二极管获得,如图2-2所示,MOS管S1是主开关管，MOS管S2是同步整流管，通过控制电路，让其分别输出180°互补的两路PWM驱动信号,驱动开关MOS管S1和MOS管S2交替导通，可以提高Buck电路的工作效率同时实现大功率，同时在两个开关MOS管交替的时刻必须设计一定时间的死区，可以避免两个管子同时导通，但是为了防止开关管的损耗增加进而降低变换器的转换效率，死区时间不能够过长[17]。图2-2同步整流Buck变换器如下面的图2-3所示，该图中代表的是当考虑了死区时间后的同步整流Buck电路的MOS管S1和MOS管S2的脉冲信号时序图以及电感电流的波形变化情况，在正常工作时MOS管S1和MOS管S2交替导通，一个开关周期为T，开关MOS管S1导通的占空比为Don，在考虑死区时间后，开关MOS管S1关断的占空比为Ddead，设时间ton为管子开通的时间，ton与T的比值为占空比D，即D=ton/T[18]。图2-3MOS管S1和S2的脉冲时序图以及电感电流的波形图用傅里叶级数法展开上述具有周期性的矩形波VGS，可以得到 （2-1）在式（2-1）中，，，。滤波电感L可以通直流电流，阻止高频分量通过。滤波电容C可以通过交流分量，阻止直流分量通过[19]，所以，Vin中的交流电路分量大部分都会流过滤波电容；而Vin中的直流的分量几乎全部都要经由负载进行流通，实验输出电压Vo近似等于VC0[19]，即 (2-2)如果忽略掉元器件损耗，可得出输入电流Iin与输出电流Io存在如下式（2-3）的关系 (2-3)2.1.2电路调制方式利用控制电路对两个MOS管的占空比D进行控制，我们可以将电源输入的直流电压Vin转变为我们需要的输出电压Vo。开关电源的脉冲控制处理技术主要大致分为以下三种：(1)脉冲宽度调制技术(PWM)；(2)脉冲频率调制技术(PFM)；(3)脉冲宽度和频率的混合调制技术(PWM-PFM)，也称为混合调制[18]。（1）PWM脉冲宽度调制脉冲宽度调制（PWM）是在维持控制电路的输出频率不发生变化的情况下，对输出的电压信号进行反馈，从而自动调节其输出的占空比，从而使输出电压保持稳定，PWM是目前应用最广泛的一种调制技术。该开关电源具有低噪声、高满载效率率、可连续驱动的特点。该控制方法易于实现。缺点是电路效率不高。因此脉宽调制PWM更适合于满载的情况下[20]。（2）PFM脉冲频率调制脉冲频率调制（PFM）电路是在保持占空比不变的情况下，控制脉冲信号的频率随输入信号的变化而变化[20]。PFM本身具有静态工作时的功耗低、响应速度快的技术优点，但不具有限流器的工作功能，不能在CCM模式下正常工作，与PWM调制技术相比，PFM的主要的缺点是滤波比较困难（谐波的频谱过宽）、滤波速度慢、输出功率大、输出功率大等。PFM相对于PWM的成本更高,控制模式也更难实现。（3）PWM-PFM脉冲宽度频率调制脉冲宽度频率调制技术又称脉冲混合调制，它既包括了PWM控制器，又包括了PFM控制器，该控制器的优点是可以在PWM和PFM之间进行自由切换，在负载比较大时使用PWM控制器，在负载相对较小时切换使用PFM控制器，两种调制方式的优点都得到了充分的利用。考虑待机模式时，PFM-PWM开关控制电路可以实现达到很高的效率，但其缺点是调制方法比PWM和PFM复杂，设计实现困难[21]。本文选用PWM脉冲宽度调制技术。主要原因在于PWM控制方法比PFM和PWM-PFM实现起来更加的容易。同时在这种信号调制的方式下，纹波电压相对会较小，而且会得到固定的开关频率，输出电压的谐波分量的频率也是固定的，因而可以相对轻松的设计出滤波器，有利于消除噪声，有利于消除开关过程中产生的电磁干扰的影响。2.1.3电路工作模式Buck电路的电感电流有以下三种工作模式：（1）连续导通模式（CCM）（2）断续导通模式（DCM）（3）临界连续导通模式（BCM）。在连续导通模式（CCM）工作时，在一个完整的开关周期内，电感电流一直都是大于0的，不会降为0。在断续导通的模式（DCM）下，在一个开关周期内，电感电流会降低到等于0，而在临界连续导通的模式（BCM）时，一旦检测到电感上的电流为0，功率开关器件立即闭合[22]。（1）连续导通模式（CCM）在这样的工作模式下，在一个开关周期内，电感的输出电流始终大于0。在每一个开关周期T内均表示为同样的两个开关状态，分别表示为：MOS管S1开通时间段即0-ton时间段：t=0-ton时，开关MOS管S1导通，MOS管S2关断，此时的等效电路的原理框图如下面的图2-4所示。图2-4CCM模式0-ton期间的等效电路图在此期间内，给定一个输入的直流电压Vin，它将会对滤波电感L进行一次充电，流经这个电感的电流iL也将由此逐渐上升；而当t=ton时，电流值会达到最大值。如果规定在MOS管S1的导通持续时间0-ton内，电感L电流的改变量为ΔIL+=ILmax-ILmin,且将电容两端的电压近似地看成不变的Vo，则由此可以推得电感L两端的电压UL如下式（2-4） (2-4)在上式中，ΔIL是以（Vin-Vo）/L这个值的大小为斜率，随时间上升的，同时也可得出，在上式中，在0-ton时间段内，电感L的电流值iL的变化量即增加量ΔIL+如下式（2-5）。 （2-5）(b)MOS管S2开通即ton-toff时间段：t=ton-toff时，开关MOS管S2导通，MOS管S1关断，此时的等效电路图如下图2-5所示。在此期间内，电感两端的电压值会瞬间转换为-Vo，电流流经电感L进行放电，流经电感L的电流值iL将因此逐渐下降，当t=T时，流经电感L的电流值会达到最低值。如果规定在MOS管S2导通的时间段内，电感L上流过的电流减少量为ΔIL-=ILmax-ILmin=ΔIL+,在ton-toff时间段，电感L两端的电压UL如下式（2-6），电感电流的减小量ΔIL-如下式（2-7）。 (2-6) (2-7)在上式中，ΔIL是以斜率-Vo/L的大小为斜率随时间减小的。图2-6所示是电路在CCM工作模式下开通和关断期间的相关量的工作波形图。在稳态工作的情况下，ΔIL+=ΔIL-，记作ΔiL,电感上流过的电流IL的平均值和输出电流Io是相等的,滤波电容两端的电压等于输出电压VO,即 (2-8) (2-9) (2-10) (2-11)图2-5CCM模式ton-toff期间的等效电路图图2-6CCM模式时的相关波形变化（2）断续导通模式（DCM）在电感电流断续导通时，在控制开关的每个工作周期内,电感的电流就可能会达到0。在每一个开关周期T内包含三种开关状态，分别为：（a）MOS管S1开通即0-ton时间段：状态和电路在CCM模式下工作时的状态相同，但是在DCM模式下，电感电流的最小值会直接达到0。MOS管S1导通，电感电流iL的值和CCM模式时相同，也就是从0一直变为最大值，等效电路图和CCM模式下的等效电路图2-4相同。（b）MOS管S2开通即ton-toff1时间段：状态和电路工作在CCM模式下相同，但是在DCM模式下，电感电流的最小值等于0。MOS管S1关断，MOS管S2开通，iL的值将从最大值减小到等于0，等效电路图和CCM模式下的等效电路图2-5是一样的。（c）MOS管均关断时间段toff1-toff2时间段：MOS管S1和S2均处于关断状态，在此期间电流iL一直等于0，电容给负载供电，等效电路的结构图如下图2-7所示。图2-8所示是电路在DCM模式下的各相关量的工作波形图。在达到稳态时，由ΔIL+=ΔIL-可得， （2-12）令 （2-13） （2-14）又当电感电流iL断续时,也有IL=Io,滤波电容两端的电压等于输出电压Vo,即 （2-15）代入ΔIL=(Vin-Vo)DT/L，整理可得 （2-16）式中，时间常数τL=L/RT。图2-7DCM模式下toff1-toff2期间的等效电路结构图（3）临界连续导通模式（BCM）在BCM模式下，在每一个开关周期T内都会包含两种开关的状态，这两种开关状态与CCM模式下两种开关的工作状态相同，只是在BCM模式下，电感电流的最小值是0。如下图2-9所示，为电感电流iL的波形。在CCM和DCM的临界状态下，即T时刻，电流降为0.图2-8DCM模式下的相关波形变化图2-9BCM模式下的电感电压与电流波形变化峰值电流ILmax是电感均值电流IL的2倍，即 （2-17）对于一个理想的Buck电路，它的输入功率Pin和输出功率Pout可以视为是相等的，即（2-18）把式（2-17）的IL，还有D=Vo/Vin代入式（2-18），整理和化简得 （2-19）该电感就是临界电感。此时，Vo=VinD。、输出电流Io与电感电流IL的关系为 （2-20） （2-21）电感在临界连续导通时的输出电流Io为 （2-22）2.1.4交流小信号建模本文的设计选取电感电流的工作模式为连续导通模式（CCM）,分析可得，同步整流Buck变换器具有两种稳态。第一种稳态：S1导通，S2关断，电感L充电，等效电路图如上图2-4所示： （2-23）第二种稳态：S2导通，S1关断，电感L放电，等效电路图如上图2-5所示： （2-24）设置占空比Don(t): (2-25)由上面的三个公式可求得： （2-26）由于直流分量+交流小信号分量=稳态变量，（亦即稳态量+扰动=变量），且有直流分量是远远比交流小信号大的，所以必须同时具备： （2-27）结合上式（2-26）和（2-27），可列出变换器使用了小信号扰动之后的方程： （2-28）根据上式，计算得到直流分量的方程如下： （2-29）根据上式，计算得到交流分量小信号方程如下： （2-30）把二次项忽略之后，对上式通过拉氏变换即可得到： （2-31）最后可得出CCM模式下的传递函数： （2-32） (2-33）2.2闭环控制基本原理有时候电路的工作可能会受到输入电压以及负载等因素的影响而发生波动。本设计中为了保持Buck降压电路的输出电压值或者是电感流过的电流值的稳定，往往必须要使用一些控制方法来调节MOS管的驱动脉冲宽度（PWM）或驱动脉冲频率(PFM)，所以采用了闭环控制的方法。闭环控制是把系统的输出量通过反馈通道反馈到输入端，与输入量进行比较，将比较量施加于系统，影响正向通道，使控制系统偏差不会过大。闭环控制通常采用负反馈的控制方式，所以也叫反馈控制[23]。闭环控制系统，主要是由控制部分和被控部分两部分组成的。控制部分的作用为先接受输入量和反馈信号，然后对被控部分进行控制，被控部分的作用为接收控制部分发出的控制信号，然后发出相应的反馈信号，在前者的控制下，完成被控运动[24]。如图2-10所示，表示了闭环控制系统的较为简洁的一个原理框图，其中G(s)表示前向通道的开环传递函数，H(s)表示反馈通道的反馈传递函数，可知整个完整的系统的开环传递函数是G(s)H(s)，整个系统的闭环传递函数是G(s)/(1+G(s)H(s))[25]。图2-10闭环控制系统框图闭环控制常用的方法有电压型控制方法，电流兴控制方法等。本设计采用电压型控制方法。图2-11所示是电压型控制方法的原理框图。电压型控制电路将输出电压Vo与参考电压uref进行比较，得到二者之差即电压误差ubuck，，经过PI控制器进行误差放大，将放大信号进行PWM调制，可以得到输出波形的占空比，产生脉冲信号进而可以驱动开关管S1、S2交替导通工作[26]。电压型控制电路的控制方法比较简单容易，成本较低，因此在补偿电路较为简单时被广泛的应用[9]。图2-11电压型控制方法的原理框图2.3本章小结本章首先详细的介绍了传统的Buck电路和同步整流Buck变换器的基本工作原理、电路的三种调制方式，三种工作模式以及对同步整流Buck变换器进行交流小信号建模。接下来又介绍了为使变换器能够稳定可靠工作而采用的闭环控制电路的原理，为下文仿真电路设计的补偿网络做铺垫。

第三章电路设计及仿真3.1总体方案设计本文所设计的同步整流Buck变换器，其仿真电路的相关参数如表3-1所示。表3-1Buck仿真设计电路的相关参数参数大小参数大小输入电压/V375输出电压/V110纹波电压/V5%纹波电流/A30%功率/KW2.2开关频率/kHz1000输出电流/A20开关周期/S10-6在主电路中要选择合适的元器件参数以满足设计电路的要求。为了使电路保持稳定，当加入扰动时也能够正常稳定的工作，选取的闭环控制方式为电压型控制方式。将输出电压VO与参考电压uref(在本文中为110V)进行比较，得到二者之差即电压误差ubuck，经过PI控制器进行误差放大，将放大信号进行PWM调制，可以得到输出波形的占空比，产生脉冲信号进而可以驱动开关管S1、S2交替导通工作。3.2主电路参数设计根据图2-2的同步整流Buck变换器的电路图设计主电路的元器件参数，选择电路工作在CCM电感电流连续导通模式。负载电阻为2.2Ω。设计滤波电感L滤波电感上流过的电流的波形iL如下图3-1所示图3-1在CCM模下时电感电流的波形分析可知，在一个完整的开关周期内的电感电流的变化值为（3-1）在本设计中，输出电压Vo要求为110V，输出电流IO要求为20A，纹波电流要求不超过30%，可计算得出占空比D为0.2933，开关周期T为10-6S，关断时间Toff=（1-D）T=（1-0.2933）×10-6=0.707×10-6S，纹波电流△iL≤30%IO=30%×20=6A,所以由式（3-1）可以计算得到：滤波电感L的大小为22μH。设计滤波电容C流经滤波电容的电流，在一个完整的开关周期内，其平均值是等于零的。在半个开关周期时间内电容充放电的电荷量可以用图（2-6）中画的阴影面积来表示，即（3-2）由滤波电容所引起的纹波电压的大小为 (3-3）因为有ΔIL+=ΔIL，将第二章中式（2-5）ΔIL+代入上式（3-3）可得输出电压纹波大小为 (3-4)因为要求纹波电压不超出输出电压Vo的5%，所以可以计算得到纹波电压大小为ΔVo=5%×Vo=5.5V，纹波电流ΔiL=30%Io=6A，频率f为1MHZ，把这些值带入公式（3-4）可以计算出滤波电容C的值为2.43μF。理论上是这样计算的，实际上，电容本身并不是一个理想的纯电容，由于它本身等效后是具有串联电阻Req和串联电感Leq的，虽然一般可以忽略等效串联电感，但等效串联电阻Req是不能忽略的，这导致了电容C及其等效串联电阻Req共同决定输出电压的纹波大小。而与滤波电容C串联的等效电阻Req大小计算方法如下：Req=ΔVO/ΔiL=5.5/6=0.917Ω，取值为1Ω。查资料可得铝电解电容的RC值为50×10-6到80×10-6范围内；取其平均值即RC为65×10-6，由于R=1Ω，则C=65uF。我们可以通过分析计算得到输出电压的纹波分量。纹波电压的大小为 (3-5)可以计算得出Vcr=0.0115V，远小于5.5V。所以，输出电压的纹波主要是由等效串联电阻Req决定的。3.3仿真电路实现在Matlab软件中，打开Simulink环境，依据设计的参数搭建变换器的仿真模型。仿真电路具体如下图所示，图3-2为开环Buck电路，图3-3为闭环Buck电路，图3-4为加负载干扰的电路设计。仿真步长设置为1e-9s，相图模块采样时间为1e-6s，横坐标为电容电压，其最大最小值为0和200，纵坐标为电感电流，其最大最小值为0和100。输入电压设置为375V，输出电压为110V，储能电感值为250uH，滤波电容值为22uF，负载电阻为2.2Ω。如图3-2所示的开环电路中，Pulse模块产生脉冲宽度固定为29.4%的方波脉冲信号，用于驱动开关管S1、S2交替导通工作，进而得到所需要的输出电压。图3-2开环Buck电路如图3-3所示的闭环电路中，为了使电路保持稳定，选取的闭环控制方式为电压型控制方式。将输出电压VO与参考电压uref通过SUM比较，得到二者之差即电压误差ubuck，经过PI控制器进行误差放大，将放大信号进行PWM调制，可以得到输出波形的占空比，产生脉冲信号进而可以驱动开关管S1、S2交替导通工作，进而得到所需要的输出电压。图3-3闭环Buck电路图3-4开环加负载干扰的电路设计如图3-4所示的开环电路加负载干扰的电路中，在输出测加不同的纯阻性负载，并利用STEP设置加入负载的时间。闭环电路加负载干扰方法一样，如图3-5。图3-5闭环加负载干扰的电路设计3.4电路仿真及分析在前面的内容中，分析了Buck电路和闭环控制的基本原理、设计了仿真电路、完成主电路的元器件参数的设计，接下来将进行电路的仿真，验证设计是否可行，是否合理。3.4.1开环Buck电路仿真图3-5为在开环情况下进行电路的仿真时测得的有关量的波形图：依次代表了功率MOS管S1和S2的驱动脉冲波形以及输出电压Vo的波形，滤波电感的电流iL的波形图。从图3-5中可以大致观察出电路从刚开始的暂态过程到最终达到稳态过程时的相关电压电流的变化情况。开环Buck电路中的输出电压与电感电流的直流分量与纹波分量，分析结果如下：（1）输出电压直流分量Vo图3-6表示开环电路达到稳态过程后的相关波形图。当把输入电压Vin设置为375V，驱动信号的占空比设置为29.33%时，得到的输出电压在理想情况下应该是110V，但是实际观察到的输出电压Vo稳态值约为108.4V。原因是实际给MOS管S1、S2施加的驱动信号与所施加的Vgs信号是有差别的，正如图3-7所示Vgs波形与Vds波形，可以明显的看出，开关管的漏源电压Vds落后于驱动电压Vgs变化，原因是驱动电压是理想的驱动，而开关器件是非理想模型。图3-5开环Buck电路仿真的相关波形图图3-6开环Buck电路达到稳态时的相关波形（b）图3-7Vgs与Vds波形（2）输出电压纹波分量利用Matlab的cursormeasurements功能并结合波形图3-8可知，输出电压纹波为0V，比设计值0.11V低，满足设计要求。（3）电感电流直流分量由图3-6可得，电感电流直流分量为49.12A。结合上面的分析，由于栅源极驱动电压是理想的驱动，而开关器件是非理想模型，所以它的占空比与理想的驱动信号的占空比不一样，影响了输出电压和输出电流，将电路输出电压108.4V除以负载电阻2.2Ω计算得到，电流为49.27A，与49.12极为接近。图3-8纹波电压（4）电感电流纹波分量由图3-9电感电流的纹波为0.2A，满足设计的要求，这是由于选择了合适的电感值。图3-9纹波电流3.4.2闭环Buck电路仿真图3-10是闭环仿真的相关波形图；依次为功率管S1和S2驱动脉冲以及输出电压VO的波形，滤波电感电流iL波形图。从图3-10可以大致观察出闭环电路从刚开始的暂态过程到最终达到稳态过程时的相关电压电流的变化情况。闭环Buck电路中的输出电压与电感电流的直流分量与纹波分量，分析结果如下：（1）输出电压直流分量图3-11表示闭环电路达到稳态过程的相关量的波形图。结合波形图并利用cur-sormeasurements功能，可观察出输出电压的直流分量为109V。（2）输出电压纹波分量如图3-12，输出电压的纹波分量约为0V，若纹波电压大，可增大滤波电容。（3）电感电流直流分量由图3-11可知，电感电流稳态值大约为53.6A，比49.27A大，这是因为设计时把电路当做理想电路来分析，但实际并不是完全理想的电路。（4）电感电流纹波分量电感纹波电流为0.3A，小于6A，合乎要求。图3-10闭环Buck电路仿真的相关波形图图3-11闭环Buck达到稳态时的相关波形图图3-12纹波电压图3-13纹波电流3.4.3补偿网络的验证加负载进行扰动测试，对Buck电路的性能进行对比:给Buck电路施加负载扰动，并设置扰动加入时间，如表3-2所示：表3-2加入负载扰动情况时间t/ms负载电阻RL/Ω220350475施加负载扰动后电路的性能参数如表3-3所示：表3-3加入负载扰动时电路的性能参数负载电阻RL/Ω开环闭环过渡时间ΔT/μs电压变化ΔV/V过渡时间ΔT/μs电压变化ΔV/V20364.5916.03117.0875.98650402.6942.94315.7692.64475394.7991.8216.0081.749开环Buck电路施加负载扰动后的电压波形的变化如图3-14所示，闭环Buck电路施加负载扰动后的电压波形的变化如图3-15所示：图3-14开环Buck电路加入负载扰动后输出电压的波形图图3-15闭环Buck电路加入负载扰动后输出电压的波形图从上面的图及表可观察出，引入闭环控制后，在加入负载扰动时，输出电压的变化明显比开环下电压变化量小，电压波动不大，且负载电阻越大，电压波动越小。从图中还可看出，加入负载扰动时，闭环系统的动态响应能力并不是十分的好，这主要是因为本设计采用的反馈为简单的电压反馈，电压反馈对于负载扰动的调节效果并不是十分的明显，比电压电流控制方式以及峰值电流控制方式调节效果要差一些。3.5本章小结本章首先根据同步整流Buck变换器的设计要求，对电路中滤波电感、电容等参数进行设计，然后设计出仿真电路，利用Matlab仿真软件，实现了开环Buck电路和闭环Buck电路的仿真验证，同时也验证了加入负载扰动时的补偿网络效果，验证出所设计的电路是正确合理的。

第四章样机的制作前面的章节利用Matlab进行电路设计、参数的确定、仿真实验（理想情况），本章将运用AltiumDesigner软件完成Buck变换器主电路，控制电路，采样电路等的原理图的设计与绘制并完成PCB图，完成电路的焊接工作以及对样机进行实验测试。在绘制电路板的过程中，其原理图同进行电路仿真实验时的原理图有些差别，并不是同一个电路，因此要对已经设计完成的仿真电路进行调整。例如，在AltiumDesigner中绘制原理图时，需要用零欧姆的电阻将模拟地GND和数字地SGND连接起来[25]，以减少地回路的相互干扰，实现消除两地的电压差，同时阻止了电荷的积累。这主要是因为仿真电路是在理想情况下进行的，而硬件电路要进行实物测试。4.1硬件电路设计硬件电路由主电路、采样电路、控制电路、驱动电路、和电源电路等其它辅助电路构成。4.1.1主电路1.电路简介主电路如图4-1所示，按照同步整流Buck电路的拓扑结构如上图2-2进行搭建并修改。CON1和CON3两端接电源，CON2和CON4两端接负载，L1为滤波电感，C1,C2为滤波电容，开关器件Q1，Q2为MOSFET管，选用DF23MR12W1M1。P1-P10均为测试点，VL+,VL-接采样电路。图4-1主电路原理图2.器件选型开关器件MOSFET选用2个DF23MR12W1M1,该器件为碳化硅MOSFET模块。碳化硅MOSFET模块的外观如下面图中4-2所示，碳化硅MOSFET模块的内部结构如下面图中4-3所示。如图4-3所示，DF203MR12W1M1模块内部有一热敏电阻，连接Tref端子，进行温度控制。同时含有体二极管和寄生二极管。耐压为1200V,可承受的最大电流为50A。阈值电压VGS(th)典型值为4.5V,最大值和最小值分别为5.55V和3.45V。图4-2器件外观图4-3内部结构导通电阻RDSon典型值为45.0m，59.0m，66.0m。开通损耗Eon典型值0.222mJ,0.227mJ,0.22mJ。关断损耗Eoff典型值0.045mJ,0.045mJ,0.04mJ。这种器件可应用于太阳能发电，它的电气特性如下：（1）它具有第5代CoolSiCTM肖特基二极管；（2）它具有高电流密度；（3）本身设计有低电感（4）它具有低开关损耗。它的机械特性如下：（1）集成NTC温度传感器；（2）使用压装接触技术；（3）由于集成安装夹，所以具有坚固的安装。4.1.2采样电路图4-4采样电路原理图电路简介采样电路如上图4-4所示，VL+,VL-与主电路连接，实现电压信号的采集，采集的信号通过电压霍尔传感器LV-25P，经过Uref2进行与32单片机的连接，从而接入控制电路。器件选型电压霍尔传感器选择型号为LV-25P的器件。该器件常用于当一次回路同二次回路之间有电流的分离现象时的电子电流的测量，例如直流电流，交流电流以及脉冲电流等。它利用了是霍尔效应的工作原理，同时采用闭环(补偿)原理。该器件的使用原则为：测量电压时会相应的产生一个电流，该电流与被测电压有一个正比例关系，要求必须使用一个外部电阻R1，与LV-25P电压传感器电路相互串联就可得到图4-10的采样电路，该电阻大小由用户决定。该器件具有如下优势：（1）良好的精度；（2）线性度比较良好；（3）热漂移低（4）响应的时间比较短；（5）带宽高；（6）有较强的抵御外界的干扰的能力；（7）共模干扰比较小。常应用于：1)AC情况下的变速驱动；2）使用直流电机实现驱动，然后完成静态转换器的实现；3）供应电池的应用；4）UPS(UninterruptiblePowerSupplies)；5）伺服电机驱动等。其电气参数如下表4-1和4-2所示：表4-1LV-25P电气参数参数数值IPN原边额定电流的有效值10mAIPM原边电流的测量范围0…±14mAISN副边额定有效值电流25mAKN转换率2500:1000UC电源电压(±5%)±15VIC电流消耗10(@±15)+ISmAUd电压有效值（用于交流绝缘检测）50Hz,1分钟2.5kV表4-2LV-25P电气参数RM测量电阻RMminRMmax单位@±10mAmax100350@±14mAmax1001904.1.3控制电路图4-5单片机STM32F103C8T6原理图电路简介控制电路利用型号为STM32F103C8T6的32单片机进行控制。如图4-5所示为其原理图，如下图4-6所示为其核心板的尺寸。器件特性STM32F103C8T6核心板的内核基于ARMCortex-M3，大小为32位，工作频率最高可达72MHz，存储器包括64K或128K字节的闪存型程序存储器和高达20K字节的SRAM。STM32F103C8T6的功耗非常低，有三种不同工作模式。拥有一个可为RTC和备份寄存器进行临时供电的专用电源VBAT，两个高精度12位AD转换器，仅用短短1μs就可实现AD转换。具备7个不同功能的定时器，其中包括3个16位定时器，每个定时器具有多达4个通道，可作为PWM信号的输入端；1个16位且带死区的高级PWM控制定时器，可满足电机控制所需的各种功能；两个watchtimer电路和一个定时器系统本身自带的24位自递减型计数器。图4-6核心板尺寸图4.1.4驱动电路图4-7驱动电路原理图电路简介驱动电路的原理图如上图4-7所示，E1，E2是驱动芯片，选用1EDC20H12AH驱动芯片，将PWM调制波经过驱动芯片后得到驱动信号，对开关器件进行驱动。器件选型1EDC20H12AH是宽体封装的单通道IGBT栅极驱动IC芯片，其内部结构如下图4-8所示，其引脚配置如表4-3所示。具有如下特征：它是单通道隔离IGBT驱动器，可用于600V/650V/1200V的IGBT、MOSFET和SiCMOSFET，输出的典型峰值电流达到了10A，有独立的源，无芯变压器驱动器通过电隔离，输入电压的工作范围宽，适合在高环境温度下运行，根据UL1577认证，绝缘测试电压为VISO=3000V，持续1s。可应用于电机的驱动等。图4-81EDC20H12AH芯片典型应用原理图表4-31EDC20H12AH引脚配置引脚编号名称功能1VCC1正逻辑电源2IN+非反转驱动器输入（高电平有效）3IN-驱动器反向输入（低电平有效）4GND1逻辑地5GND2电源接地6VCC2电源正输出侧7OUT+驱动源输出8OUT-驱动接收器输出图4-9单极供电应用实例参考上图4-9单极供电应用实例，可绘制采样电路原理图。对于单极电源，驱动器通常需要在VCC2处提供15V大小的正压。驱动信号高低电平输入阈值随VCC1的变化曲线如图4-10所示，其中高电平阈值随VCC1的变化曲线为绿色曲线，低电平阈值随VCC1变化的曲线为红色曲线，例如，当VCC1为5V时，输入驱动电路的信号大于3.5V时就为高电平，小于1.5V时就为低电平。而STM32单片机的输出电压最大为3.3V[31]，在VCC1为5V时，STM输出的信号都被当做低电平，无法实现PWM控制，因此，本设计将VCC1设置为3.3V，由图中曲线可知，当VCC1为3.3V时，输入驱动电路的信号大于2.31V时为高电平，小于0.99V时为低电平，此时STM输出的信号都被当高电平，可以实现PWM控制。图4-10VCC1按比例输入IN+和IN-的阈值电压4.1.5其它电路稳压电路如下图4-11所示，选用AMS117稳压芯片，可以实现5V到3.3V的转换；外部电源电路如下图4-12所示，选择±15V的电源给电路供电；插座电路如下图4-13所示，插座为牛角座；15V变5V开关电压调节电路如下图4-14所示，选择的开关电压调节器为LM2596；隔离电路如下图4-15所示,选择的隔离芯片为ISE1515A。图4-11稳压电路原理图图4-12外部供电电源原理图图4-13插座电路原理图图4-14开关电压调节电路原理图图4-15隔离电路原理图4.1.6硬件电路如图4-16和4-17所示为功率电路原理图和PCB图，实验中将功率电路及采样电路制作在一个PCB板上，如图4-18和4-19所示为驱动控制电路原理图，将控制、驱动及电源等电路制作在一个PCB板上。图4-16功率电路原理图图4-17功率电路PCB图图4-18驱动电路及控制电路原理图图4-19驱动电路及控制电路PCB图进行电路板的焊接并测试，焊接后的电路板如图4-20所示。图4-20焊接完成的电路板4.2电路的测试在样机制作完成之后，需要对焊接完成的硬件电路性能与正确性做测试实验。搭建完成的完整的测试平台如图4-21所示：主要包括直流电源、信号发生器、示波器、电路板、单片机、PC机、散热器等。图4-21测试平台为验证本设计Buck变换器的实用性，设计了相应的Buck变换器硬件电路，硬件电路分为两大部分，一部分为控制、驱动及电源电路，另一部分为功率及采样电路。驱控电路的实物图如图4-22所示，接线端子连接一个220V交流转±15V直流的开关电源，来给整个Buck变换器的控制器，驱动芯片，传感器等提供电能。要用开环闭环两种控制方式验证电路的正确性。功率及采样电路的实物图如图4-23所示，为测试采样电路是否工作正常，将一个0-30V输出电压可调的直流稳压电源接到电压霍尔传感器LV的电压输入端，不断改变稳压电源输出电压的值，可得到对应的传感器输出端电压信号与电感电流信号波形。图4-22驱控电路的实物图图4-23功率及采样电路的实物图利用信号发生器，将一个脉宽为29.4%，幅值为3.3V，频率为10kHz的方波信号输入到STM32核心板对应的PWM端，来作为驱动芯片的信号输入，牛角座对应的驱动信号输出端信号如图4-23所示，可以看到，驱动电路将输入的3.3V开通控制信号变为15V的开通驱动信号，0V的关断信号依旧是0V，说明驱动电路设计正确。图4-23驱动信号不断改变稳压电源输出电压的值，调节输入电压从0-30V变化，对应的传感器输出端电压信号与电感电流信号波形如图4-24(a)-(d)所示，黄色表示输出电压，绿色表示电感电流，可以观察到两者与输入电压呈现相当好的线性关系。当输入电压为25V，占空比为29.4%，开关频率为10kHz时，输出电压波形如图4-24（a）所示，有效值约为6.71V，说明所设计的硬件电路可实现降压的目的，其中由于探头原因有大量毛刺出现，理论上Buck电路在25V输入，29.4%占空比下应输出7.35直流电，而实际电路中由于功率管本身具有一定的导通阻抗，线路中的连接线、电感等也同样具有阻抗，因此输出电压未能输出7.35V。当输入电压为20V，占空比为29.4%，开关频率为10kHz时，输出电压波形如图4-24（b）所示，有效值约为5.13V，说明所设计的硬件电路可实现降压的目的，其中由于探头原因有大量毛刺出现，理论上Buck电路在20V输入，29.4%占空比下应输出5.88V直流电，而实际电路中由于功率管本身具有一定的导通阻抗，线路中的连接线、电感等也同样具有阻抗，因此输出电压未能输出5.88V。当输入电压为15V，占空比为29.4%，开关频率为10kHz时，输出电压波形如图4-24（c）所示，有效值约为6.71V，说明所设计的硬件电路可实现降压的目的，其中由于探头原因有大量毛刺出现，理论上Buck电路在15V输入，29.4%占空比下应输出4.41直流电，而实际电路中由于功率管本身具有一定的导通阻抗，线路中的连接线、电感等也同样具有阻抗，因此输出电压未能输出4.41V。(a)(b)(c)(d)图4-24当输入电压为10V，占空比为29.4%，开关频率为10kHz时，输出电压波形如图4-24（a）所示，有效值约为3.15V，说明所设计的硬件电路可实现降压的目的，其中由于探头原因有大量毛刺出现，理论上Buck电路在10V输入，29.4%占空比下应输出2.94直流电，而实际电路中由于功率管本身具有一定的导通阻抗，线路中的连接线、电感等也同样具有阻抗，因此输出电压未能输出2.94V。4.3本章小结本章通过AltiumDesigner软件设计绘制了硬件电路包括主电路、采样电路、控制电路、驱动电路、和电源电路等其它辅助电路的原理图，并设计了PCB图并焊接完成硬件电路，然后进行硬件电路的开环闭环实验测试，验证了设计的硬件电路是正确无误的。

第五章结论和展望5.1总结本文设计了一款基于碳化硅MOSFET功率器件的Buck电路。本文首先阐述了同步整流Buck电路的工作原理，然后阐述了闭环控制的基本原理，选择了电压型控制方法。接着，在设计好电路并计算主电路参数之后，利用软件Matlab展开电路的仿真工作，通过实验验证仿真电路的设计是正确的。最后，通过AltiumDesigner软件绘制PCB图并焊接完成电路板，进行了实验测试。第一章首先简要的阐述了课题的背景以及意义，SiC功率器件的优点，然后介绍了国内外相关课题的现状。第二章，分析了同步整流Buck变换器的基本工作原理、三种控制方式以及三种工作模式还有交流小信号