《数字化测量系统》-第三章

3.1频率、周期、脉宽、时间间隔

和频率比的测量准数字信号是介于模拟量和数字量之间的物理量，是具有数字量某些性质的模拟量，其特征是可过计数的方法将其数字化，无需采用常规的模/数转换技术数字化。在测量中经常会遇到准数字量，诸如频率、周期、时间间隔和相位等是最为普通的准数字量。许多测量传感器的输出是脉冲信号，脉冲的频率与被测量成比例关系，这样的被测信号也称之为准数字信号，例如流量、转速等信号就是典型的例子。下一页返回3.1频率、周期、脉宽、时间间隔

和频率比的测量频率的测量方法是准数字信号的典型代表，它是所有准数字信号测量的基础，因此掌握频率的测量方法对于测量准数字信号是至关重要的。3.1.1频率测量原理频率是周期信号在1s内的重复次数，以赫兹为单位。频率的测量原理就是根据其定义确定的，测量的原理框图如图3.1.1所示。

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和频率比的测量整个测频系统由放大整形电路、时基电路、控制门、计数器、清零电路、锁存器、锁存器选通电路和译码显示电路组成。被测信号由放大整形电路整形成与被测信号频率相等的标准方波信号加至控制门，时基电路用于产生一宽度为t的周期性开门脉冲，使控制门间隔一定的周期在时间t内打开，被整形后的被测信号方波通过控制门进入计数器计数。测量过程是周期性自动进行的，每次测量的数据必须被锁存后才能进行下一次测量，而在下一次测量开始前，计数器中上一次测量的数据必须被清除，以避免出现两次测量的结果累加的情况。为此系统中设置了清零电路和选通电路。开门信号、选通信号和清零信号的时序关系如图3.1.2所示。

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和频率比的测量由图3.1.2中可知，在一次测量完成后，锁存选通电路发出数据选通信号(这里假设为上跳脉冲)，使锁存器锁存计数器中的该次测量的结果，锁存后清零电路发出清零脉冲(这里假设为负跳脉冲)，将计数器清零，当计数器被清零后，即可进行下一次测量。设在开门时间t内计数器共计数Nx，则被测信号频率为计数器所计的数由锁存器锁存后经译码器译码后显示输出。这就是测量频率的基本原理。

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和频率比的测量

3.1.2频率测量的测量误差频率测量的误差可在两个环节产生，一个是时基电路，该电路产生基准开门时间t，若t有误差，则测量必产生误差；第二个环节是由于在计数过程中开门时刻与被测脉冲的同步不确定性引起的量化误差。时基电路的频率稳定度是频率测量精度的决定因素，只有确保了基准频率的稳定度，才能够保证开门时间t的准确性，从而减小该环节引起的测量误差。目前普遍采用石英晶体振荡器作为频率基准元件，其稳定度可达10-8~10-10/年，在这样的技术指标下频率测量易于实现高精确度。

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和频率比的测量量化误差是开门信号前后沿的到来时刻与被计数脉冲出现时刻的随机性导致多计或漏计一个脉冲而引起的，其最大值为±1LSB。显然它是固有的，减小的方法是加大开门时间或将被测信号的频率倍频若干倍，计数之后再减小相同的倍数。

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3.1.3周期、脉宽、时间间隔和频率比的测量这四类信号的测量原理相同，测量方法基本一致，仅在个别环节上略有区别。基本方法是将被测信号整形成门控信号，基准时钟作为计数脉冲，由计数器计数。1.周期的测量周期是频率的倒数，因此在测量方法上也与频率相反，测频系统中的开门信号是被测周期信号经转换后的信号。而基准时钟信号作为脉冲。测量原理框图见图3.1.3。

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和频率比的测量整个周期测量系统由放大整形电路、10r分频器、T’触发器、时基电路、控制门、计数器、清零电路、锁存器、锁存器选通电路和译码显示电路组成。被测信号由放大整形电路整形成与被测信号周期相等的标准方波信号，经10r分频器后变换为周期为原信号周期10r倍的周期信号，该周期信号经T’触发器二分频后变换为占空比为50%的方波，其高低电平的宽度为t=10rTx，该信号作为门控信号加至控制门，用于控制控制门的开启与关闭。时基电路用于产生计数脉冲，在时间t内通过控制门进入计数器计数。设计数值为Nx，时钟基准频率为fx，则被测周期为上一页下一页返回3.1频率、周期、脉宽、时间间隔

和频率比的测量当fck=1Hz，并将小数点左移r位，即可实现周期的直读。图中的清零和选通环节的作用及信号时序与测量频率电路一样。同理，测量周期的精确度也取决于时钟基准频率的稳定度和精度，也同样存在因开门信号与计数时钟信号同步不确定性引起的±1LSB的量化误差。图3.1.3中10r分频器的作用是提高周期测量的分辨率，如需测量的周期较大可取消该分频器。提高测量分辨率的另一种方法是提高时钟基准的频率fck，使得在确定的开门时间内计数器能够计更多的数。两种方法均有实用性和局限性，前者受输出数据刷新速率低限所限制，后者受时钟信号高限所限制。前者适用于测量高、中频信号的周期，后者适用于测量中、低频信号的周期。

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和频率比的测量

2.脉冲宽度的测量脉冲宽度的测量与周期测量无本质区别，由于脉冲的宽度相当于周期信号的周期，且只需单次测量，因此将周期测量电路中的T’触发器删除即可测量脉冲宽度。3.时间间隔的测量时间间隔测量的基本思想是：将两路脉冲的时间间隔转换成脉宽，然后用测量脉宽的方法测量之。实现这一思想的原理框图见图3.1.4。

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和频率比的测量

图3.1.4中J-K触发器构成一T触发器，两路脉冲信号经放大整形后通过或门加至T触发器的时钟输入端，T触发器在上电时由上电复位电路自动复位使Q=“0”，当一路脉冲到来时T触发器翻转输出高电平，之后另一路脉冲到来时，T触发器再次翻转，输出低电平，这样T触发器在两路脉冲的作用下输出与两路脉冲时间间隔相等的脉宽，之后问题就转化为测量脉宽。设时钟基准频率为fck，计数值为Nx，则时间间隔为上一页下一页返回3.1频率、周期、脉宽、时间间隔

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4.频率比的测量频率输出的传感器，其传递函数往往表现为输出频率与中心频率(零输入频率)之比值与被测参数成线性或者确定的函数关系，因此测量频率比有时可得到比频率测量更直接的结果。频率比的测量原理与周期测量相似，只需将周期测量系统中的时钟基准换为两个频率信号中的一个即可，原理电路框图如图3.1.5所示。电路的工作原理与测量周期完全相同。频率比为上一页返回3.2多功能数字频率计以上介绍了频率、周期、时间间隔、脉宽和频率比的测量原理，根据所介绍的原理利用通用集成电路可以设计并制造出相应的数字化测量仪。目前，芯片制造商已经研制成功单片数字频率计，并已形成商品，这给数字频率计的设计制造带来了极大的方便。这里介绍较为典型的ICM7216系列单片10MHz多功能频率计数器，并应用该芯片设计数字多功能频率计。

下一页返回3.2多功能数字频率计1.ICM7216概述ICM7216系列是专用CMOS大规模集成计数器，共有ICM7216A，ICM7216B，ICM7216C，ICM7216D四种型号，其中ICM7216B是多功能芯片，具有测量频率、周期、时间间隔、频率比及脉冲计数等多项功能，因而是设计多功能数字频率计的可选芯片。芯片的特点如下：

上一页下一页返回3.2多功能数字频率计①可构成DC~10MHz的数字频率计，此时内部的门控时间分为0.01s、0.1s、1s和10s四挡，分别作为四个量程的计数窗口，也可用于测量周期、频率比和时间间隔。②能直接驱动8位共阴极LED数码管。③单电源供电，标称值5V，允许波动范围4.75~6.0V。④具有位间消隐、无效零(非零数字前的零或小数点之后非零数字之后的零)消隐以及溢出指示功能。⑤可采用强迫消隐方式，使功耗降至最低。⑥设置了Hold和Reset输入，提高芯片应用的灵活性。

上一页下一页返回3.2多功能数字频率计2.ICM7216B功能及工作原理ICM7216B的引脚图如图3.2.1所示。①ControlIn(pin1)：芯片控制功能输入。共有四种控制功能，详见表3.2.1。②InputA，InputB(pin28，pin2)：被测信号输入端。要求输入信号的峰-峰值应大于电源电压的50%，当为TTL电平信号输入时，应加上拉电阻，当输入由高至低跳变时电路计数。需要注意的是，若电路设置前置放大电路，应确保放大后的输入信号幅值不超过电源电压0.3V(小于VDD+0.3V或VSS-0.3V)，否则芯片将损坏。

上一页下一页返回3.2多功能数字频率计③FunctionIn(pin3)：芯片功能控制输入。共有6种功能，见表3.2.2。不同功能的实现是通过将两个输入以不同的接法连接到两个不同的计数器实现的。两个计数器分别是主计数器和参考计数器，实现不同功能的内部简化框图如图3.2.2所示，两个输入在不同功能下的接法见表3.2.3。

上一页下一页返回3.2多功能数字频率计主计数器的输出作为测量结果被显示，参考计数器将输入其中的输入信号分频1，10，100，1000倍后分四路输出，量程选择器选择其中一路信号输出驱动主计数器的使能端，控制主计数器的计数起始时刻和计数的时间长度，每次计数结束后，主计数器的值作为测量结果被锁存并显示，之后计数器被清零并开始新一轮测量。在FunctionIn端输入的任何变化将停止正在进行的测量，但不改变显示值，并触发一次新的测量。在所有情况下，计数或计时是在“1”→“0”跳变时发生。上一页下一页返回3.2多功能数字频率计a.频率测量：输入选择器选择100Hz的时钟基准输入给参考计数器；另一个输入选择器选择被测信号从InputA输入至主计数器，在一个精确的时间段内计数，该时间段的长度由100Hz时基信号和量程决定，测量分辨力为100Hz，10Hz，1Hz和0.1Hz，显示器小数点的位置是依据显示kHz读数确定。

上一页下一页返回3.2多功能数字频率计b.周期测量：输入选择器选择被测信号InputA输入至参考计数器，信号周期被分别扩展1，10，100，1000周，经量程选择器选择后作为主计数器的计数窗口长度。另一个输入选择器选择振荡器信号输入给主计数器，在窗口内计数，从而得到被测周期值。若振荡器频率为10MHz，则周期测量的分辨力为0.1us，0.01us，0.001us和0.0001us。注意：周期测量时，被测信号的最大频率为2.5MHz。c.频率比测量：信号A从InputA输入至主计数器，信号B从InputB输入至参考计数器，信号B的周期被分别扩展1，10，100，1000周，经量程选择器选择后作为主计数器的计数窗口长度，信号A在窗口内计数，从而得到被测频率比值。这里信号A的频率应大于信号B的频率。

上一页下一页返回3.2多功能数字频率计d.时间间隔测量：信号A和信号B经输入控制逻辑变换成单路脉冲信号，信号的高电平宽度与两个信号的间隔时间相等，上升沿由信号A产生，下降沿由信号B产生，该脉冲信号经参考计数器和量程选择器后输出作为主计数器的计数窗口长度。振荡器信号在窗口内由主计数器计数，从而测得时间间隔。e.单位脉冲计数：在该模式下，信号A输入至主计数器连续计数，结果也被连续显示输出。f.振荡器频率自测：在该模式下，芯片测量时基信号的频率，若频率为10MHz，在不同的量程下，显示结果分别为10000.0，10000.00，10000.000和溢出。

上一页下一页返回3.2多功能数字频率计④DigitlOut~DigitlOut(pin2~pin5，pin9~pin12)：显示位选通端。扫描输出，扫描顺序为Digit8→Digit7→…→Digit1。⑤ResetIn(pin13)：复位输入，低电平有效。该信号将复位主计数器，中止正在进行的任何测量，使能主计数器锁存，导致全“0”输出。由于在芯片内部该引脚经上拉电阻接至VDD。实际应用时，在该端对地(VSS)接一电容，可以保证上电时自动复位，并保证手动复位时的复位脉冲的宽度，确保可靠复位。

上一页下一页返回3.2多功能数字频率计⑥RangeIn(pin14)量程选择输入。用于选择测量周期时的被测信号被参考计数器分频的倍数(即将被测信号周期扩展的倍数)或测量频率时的计数窗口的长度，具体见表3.2.4。除了在单位脉冲计数模式外，该引脚信号的任何改变将终止正在进行的测量，但不改变显示值，以避免在信号改变后首次读数的读数错误。在终止测量的同时触发新一次测量。⑦SEGgOut~SEGgOut(pin15~pin17，pin19~pin22)：笔段驱动信号输出，用于驱动显示器的笔段。

上一页下一页返回3.2多功能数字频率计⑧DecimalPointOut(pin23)：小数点输出，高电平有效。它与Digit1Out~Digit8Out的位扫描信号同步输出，能自动指示小数点的位置，使用时应将第1~第7位LED数码管的小数点均接该输出。具体示位置与量程及工作模式有关，在10MHz时基频率下小数点的位置见表3.2.5。⑨ExtOscIn(pin24)：外部时钟输入端。当外部振荡器使用时(pin1与Digit1Out相连)，从该引脚输入的外部时钟取代由OscIn与OscOut之间连接的晶体振荡器建立的时钟作为时基信号。⑩OscIn(pin25)：振荡器输入端。接晶体振荡器的一端。OscOut(pin26)：振荡器输出端。接晶体振荡器的另一端。

上一页下一页返回3.2多功能数字频率计HoldIn(pin27)：保持信号输入端。在除了单位脉冲计数模式的其他模式中，当HoldIn输入高电位(VDD)时，任何正在进行的测量将终止，主计数器被复位，芯片处于准备状态，一旦HoldIn变低即开始新的测量。测量终止时，保持有主计数器数据的锁存器不被更新，前一次完整测量的结果将被显示。在单位脉冲计数模式下，当HoldIn输入高电位(VDD)时，主计数器不被停止或复位，但显示被冻结在输入高电位时的瞬时值，当HoldIn变低后主计数器继续从新的计数值开始计数。当被测量过量程时，电路会给出溢出指示。指示标志是第8位LED显示管的小数点，当该位小数点亮时表示此次测量过量程。

上一页下一页返回3.2多功能数字频率计3.多功能数字频率计以上我们详细介绍了ICM7216B的工作原理及功能，根据上面的介绍，可以设计出基于ICM7216B的具有测量频率、周期、频率比和时间间隔等功能的多功能数字频率计，图3.2.3即电路原理图。图中输入为A、B两路，B路仅在频率比测量和时间间隔测量时使用。芯片要求两路输入均为脉冲方波，因此一般情况下需要增设前置预处理电路，对输入信号进行缓冲、放大、迟滞或电平移动等预处理。芯片要求输入信号的高电平宽度不小于50ns，如果小于50ns应采用单稳态电路将其拉宽。

上一页下一页返回3.2多功能数字频率计电路的时基信号是10MHz，由pin25和pin26之间的10MHz晶体振荡器产生。开关S1是功能选择器，用于选择频率、周期、频率比、时间间隔、单位脉冲计数和基准频率自测功能，实现对应参数的数字化测量。开关S2为量程选择开关，用于选择需要的量程。8位LED数码管为共阴极数码管，显示测量结果，发光二极管用于示测量溢出阴极接Digit8Out(pin12)，阳极接小数点输出(pin23)，正常测量时该二极管不亮，发生溢出时该二极管点亮。

上一页下一页返回Reset按钮用于复位芯片，按下即复位，图3.2.3中在该引脚和VSS之间接入1个0.1uF的电容，目的有两个，一是电路通电时自动复位；二是提高手动复位的可靠性。“保持”按钮有两方面的作用，一是按下该按钮终止任何正在进行的测量，复位主计数器；二是控制显示器消隐，当ControlIn与Digit4Out相连时(显示消隐开关S3闭合)，按下该按钮使显示器被强迫消隐。此时显示器可被用作其他系统的显示器。当显示测试开关S4，闭合而示消隐开关S3断开时，显示器全部点亮用于测试显示器的好坏。当外部时钟使能开关S5闭合时，时基信号由外部时钟代替。与控制开关串联的二极管起信号隔离的作用。

上一页返回3.2多功能数字频率计相位差是指两个同频周期信号参考点(通常为过零点)之间的时间间隔，其测量方法有多种，这里介绍采用准数字信号转换的方法测量相位差。其基本思想是利用鉴相器将相位差转换为对应的脉冲宽度，然后采用测量脉宽的方法测量脉宽，从而测得相位差。3.3.1鉴相器鉴相器是将相位转换为脉宽的电路。常用的鉴相器有两种，即电平式鉴相器和边沿触发式鉴相器。

下一页返回3.3相位差的测量1.电平式鉴相器最简单常用的电平式鉴相器是异或门，两路信号经异或门鉴相的工作波形如图3.3.1所示。图3.3.1中A、B为两路被测信号经整形后的波形，P为经鉴相后两路信号的相位差。这种鉴相器在每一个周期中出现两个相位差脉宽，由于当A、B的相位差大于180°时，P只能输出对应180°的脉宽，因此异或门鉴相器的鉴相范围为0°~180°，而且无法分辨相位的超前或滞后。又由于若两路信号经整形后的方波占空比不为50%，或虽为50%，但两方波不等宽时均将产生测量误差，因此异或门鉴相器要求两路信号经整形后的波形应为占空比50%且等宽的方波。上一页下一页返回3.3相位差的测量2.边沿触发式鉴相器边沿触发式鉴相器有许多种，这里介绍由J-K触发器构成的鉴相器。电路如图3.3.2所示。图3.3.2中的连接方式为U1的J、K端分别与U2的Q和Q连接，U2的J、K端分别与U1的Q和Q连接，根据J-K触发器的特性，当A的下降沿到来触发后，U1的状态与U2相反，当B的下降沿到来触发后，U2的状态与U1相同，由此可得到该鉴相器的波形图如图3.3.3所示。图3.3.3中P的波形即对应A、B两信号的相位差，由于是边沿触发式，该鉴相器的鉴相范围是0°~360°，且不要求占空比为50%，两路信号经整形后的方波脉宽也不要求相等，因此这种鉴相器的性能及应用范围均优于异或门鉴相器。上一页下一页返回3.3相位差的测量3.3.2相位差的准数字化测量法该法的基本思想已在前面说明，原理框图如图3.3.4所示。两路信号经放大整形后进入鉴相器，输出与相位差成正比的脉宽信号，该信号作为控制门的开门信号，时钟在该脉宽内通过控制门由计数器计数，设脉宽为Tp，时钟频率为fck，计数值为Nx，则有上一页下一页返回3.3相位差的测量3.3相位差的测量设被测信号周期为T则有将式(3.3.1)代入式(3.3.3)并将T用其倒数f代替得上一页下一页返回由式(3.3.4)可知欲测量两个信号的相位差，必须知道被测信号的频率，但是一般情况下被测信号的频率是未知的，这就要求在测量相位差之前先测量信号的频率，然后才能测量出两个信号的相位差，这导致测量过程很烦琐。解决这一问题的方法是设法使时基电路产生的信号频率fck为被测信号频率的整数倍，这样即可抵消被测信号的频率，从而使测量过程大大简化。实现这一设想的方法是采用锁相环倍频跟踪技术，使时基电路频率自动跟踪被测信号的频率且成整数倍关系。原理电路框图如图3.3.5所示。图中用36×10r倍锁相倍频电路将输入信号中的一路倍频36×10r倍，作为时钟基准，这样式(3.3.2)成为上一页下一页返回3.3相位差的测量显然只要将计数值显示并将小数点左移r-1位即可测量并直接显示相位差。需要注意的是运用该法测量相位差时，被测信号的频率上限受到锁相环的最高工作频率及倍频倍数的限制，如采用CD4046芯片构成36倍倍频电路，被测信号的上限频率为1.2MHz/36≈33.32kHz，如采用72HC4046芯片构成36倍倍频电路，被测信号的上限频率为12MHz/36≈333.2kHz。上一页下一页返回3.3相位差的测量另外，该法测量相位差时，在信号频率满足上限频率限制的条件下，测量分辨力受到倍频倍数的限制。当36倍频时，测量分辨力为10°；360倍时，测量分辨力为1°；3600倍时，测量分辨力为0.1°。显然要求的测量分辨力越高，倍频的倍数也越高，同时限制被测信号的频率越低，它们之间成反比关系。例如在3600倍时如采用CD4046芯片构成3600倍倍频电路，被测信号的上限频率为1.2MHz/3600≈333.2Hz，如采用72HC4046芯片构成3600倍倍频电路，被测信号的上限频率为12MHz/3600≈3.3kHz。上一页下一页返回3.3相位差的测量欲突破这种限制，在相同的倍频条件下提高分辨力，可以采用平均值的测量方法。思路是将上述测量方法中的在一个相位差脉宽内计数打展为在若干个脉宽内计数。其原理解释如下(见图3.3.6)。在控制门的输入增加一个门控信号，其宽度为Ts，且Ts=nT。设在Ts时间间隔内计数器计数值为Nr，计数时钟周期为Tck，则有：上一页下一页返回3.3相位差的测量与前相同仍使fck=36×10rf则有显然分辨力较之瞬时值测量提高了n倍。上一页下一页返回3.3相位差的测量实现这一思路的关键是，设计的电路必须确保鉴相信号Tx、附加门控信号Ts和时钟信号Tck之间保持严格的同步和倍数关系。其原理电路框图如图3.3.7所示。时钟信号由输入信号中的一路经放大整形后倍频36×10r倍得到，即fck=36×10rf；鉴相器输出信号经n分频后得到周期为nT的方波信号，再经2分频后得到宽度为nT的附加开门信号Ts。其后的测量原理与瞬时测量时相同。综上所述，采用平均值测量的方法可提高测量的分辨力，或者在相同的分辨力条件下，平均值测量法可提高被测信号的频率上限。上一页下一页返回3.3相位差的测量

3.3.3相位差准数字化测量的误差分析相位差准数字化测量的误差产生在前端的放大整形电路和鉴相器两个环节。1.鉴相器环节当采用异或门作为鉴相器时，由于没有附加的相位差产生，因此该环节不产生测量误差。当采用边沿触发式鉴相器时，两路触发器的传输时间不一致会导致两路信号的附加相移差，从而产生测量误差。设两路触发器的传输时间相差△t则对应的附加相移为该附加相移一方面直接造成测量误差；另一方面将限制测量分辨力。上一页下一页返回3.3相位差的测量2.放大整形环节放大整形环节由前置高增益放大器和电平比较电路组成。两个部分的非理想性均将产生测量误差。1)放大器引起的误差该项误差主要产生在信号过零瞬间，主要因素如下。(1)信号输入幅度不同的影响设两路为正弦信号幅值不同，两路放大器放大倍数相同，则放大后两信号的斜率不同，若后续电平比较电路的翻转电平相同为Vc，则两路信号的幅度差△E将引起相位差△φ，见图3.3.8由图可得上一页下一页返回3.3相位差的测量故当角度很小时，sinα≈α，得上一页下一页返回3.3相位差的测量由此可见：两信号幅值差越大，相位误差也越大；增大幅值Vm可减小相位误差，减小α1也可减小相位误差，要做到这两点应加大放大倍数，因此前置放大器应设计成高增益。(2)放大器固定延时和附加相移的影响放大器存在固定相移，当两通道放大器的固定相移一致时不产生附加相移，不一致时产生附加相移，从而导致测量误差，因此要求两通道放大器的频率特性一致。上一页下一页返回3.3相位差的测量(3)输入波形的影响非正弦信号可分解为各次谐波，电路对各谐波相移不同，使得输出和输入波形间产生相移，而且谐波使信号波形正负半周不对称，整形后的方波占空比不为50%，易引起误差。加大增益，波形变陡，该影响减小。对于以上三个误差因素，解决的方法统一为设计高增益放大器，所用的集成运算放大器应选用高摆率，两个通道的放大器特性要一致，一致性尤其重要，只要一致，即使指标不理想，也不会产生附加相移。上一页下一页返回3.3相位差的测量2)比较电路引起的误差两路比较器比较电平不一致将引起附加相移，一般情况下经前置放大器放大的信号为斜波，这里为便于分析设除比较电平外的其他条件均为理想，即两路信号等幅，前置放大器特性一致，这样可得图3.3.9。上一页下一页返回3.3相位差的测量3.3相位差的测量由图3.3.9可知上一页下一页返回由式(3.3.14)可知欲使附加相移减小，信号的幅度要大，0值要小，比较电平的差别要小。前两点归结为前置放大器的增益要大，运放的上升速率要高。后一点归结为两个电平比较器的特性应一致。上一页下一页返回3.3相位差的测量3.结论综上所述，准数字法测量相位产生误差的环节是前置放大整形和鉴相器，鉴相器产生误差的原因是两路触发电路的不对称性，这可由集成工艺解决，因此它不是主要误差产生环节，主要环节是前置放大整形，产生误差的原因是电路的不对称及被测信号的不对称。解决的手段如下：①在保持放大器稳定的前提下尽可能提高前置放大器的闭环增益。②前置放大器的运算放大器采用高速运放，且两路运算放大器应选用特性一致的运放。③两路电压比较器的比较电平应相等。采取上述措施后相位差测量的误差将被有效地减小，从而提高测量精度。

上一页返回3.3相位差的测量3.4.1转速的测量机械转轴转速的测量对转动机械的设计、安全提供了重要数据，如航空发动机、离心压缩机、鼓风机、电动机等转轴的转速，都需要进行精确测量。

下一页返回3.4转速的测量与数字控制测量转速行之有效的方法是用测试转盘法或光电转换法。测试转盘法是将有60个齿的铁磁圆盘固定在被测转轴上，磁电式传感器(或涡流传感器、霍尔传感器等)固定在测盘的外缘，当铁磁圆盘跟随转轴转动时，传感器的线圈产生感应电动势，每转过一个齿产生一个感应电动势的峰波，通过测量感应电动势的频率可以测量转速。光电转换法是在转轴上面画60个白条或在转轴的测盘上由圆心画出60条白色的半径，将光源发出的光照射到条纹上，用光敏元件接收由条纹反射的反射光并转换电脉冲，通过测量电脉冲的频率就可以测量转速。这里以磁电式传感器数字转速仪为例详细介绍转速的准数字测量法。

上一页下一页返回3.4转速的测量与数字控制测量系统由磁电式转速传感器、前置放大整形电路、频率测量电路组成。传感器是由安装在机轴上的60个齿的齿轮和安放在齿缘的铁芯线圈组成，铁芯由永磁材料制成，其构造见图3.4.1。铁芯线圈的永久磁体应尽量与齿轮靠近。当齿轮旋转时靠近永久磁体的齿被磁化，使固定的线圈相对切割磁力线而产生感应电动势，感应电动势的大小与永久磁体的磁感应强度，线圈的匝数，永久磁体靠近齿的距离和转速有关。

上一页下一页返回3.4转速的测量与数字控制感应电动势经放大整形后成为同频率的方波脉冲，由频率计测量其频率。设齿数为z，被测量转速为n(周/分)，则感应电动势频率为由于z=60，故被测转速为因此，只要测量感应电动势的频率f，就可以测量得到转速。上一页下一页返回3.4转速的测量与数字控制图3.4.2为基于磁电式转速传感器和ICM7216B单片频率测量芯片的转速测量电路。图中A1构成隔直放大电路，A2为比较器，用于将放大后的脉动波形整形成标准电平的方波。ICM7216B构成频率测量电路。自转速传感器输出的脉动信号，由电容C1隔离掉脉动信号中的直流分量，并输至运算放大器的同相输入端，放大1+R2>/R1倍后输至过零比较器A2的同相输入端，比较器的输出即为TTL电平或5VCMOS电平的标准脉冲信号，其频率与转速传感器输出脉冲的频率相同。ICM7216B的pin4与pin3相连，芯片功能被设置成频率测量，pin5与pin14相连，将计数的时间窗口时间设置成1s，这样所测量出的脉冲信号频率值就是所测量的转速。

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3.4.2电动机稳速伺服控制在许多机电系统中，都要求电动机转速严格稳定。在用记录笔描记生理信号时，为了准确记录信号波形，必须精确控制带动走纸装置的电动机转速。利用锁相环技术可以方便地控制电动机转速，使之满足需要的精度。图3.4.3给出了心电图机走纸装置电动机转速控制电路。

上一页下一页返回3.4转速的测量与数字控制晶振产生的32768Hz高稳定度基准频率经14级二进制串行计数器CD4020分频后，分别在Q6、Q7端得到512Hz及256Hz的基准频率信号。两个基准频率在25mm/s或50mm/s纸速控制电路控制下，送到CD4026的输入端(14脚)，电动机转速经转速传感器和放大整形电路变换后得到与转速成正比的方波信号，该信号输入CD4026的相位比较器且的输入端(脚)，与基准频率信号比较，若两者存在频率差，相位比较器且便会输出一误差电压，经低通滤波器滤波，功率放大后，调节电动机的转速直至环路锁定在规定的频率上，此时电动机的转速稳定在设定的转速上。当走纸速度为50mm/s时，25/50控制信号为“1”，基准频率为512Hz；当走纸速度为25mm/s时，25/50控制信号为“0”，基准频率为256Hz。

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在工业生产过程和人们的日常生活中经常会接触到多种流体，包括气体、液体、粉末或固体颗粒等，相应地，在许多场合需要测量流过流体的总量或瞬时流量。例如家庭生活中自来水和煤气(或天然气)用量的计量，驾驶人员给汽车加油的计量等都是人们熟知的流量测量的例子。流量是指流体在单位时间内流过管道或明渠中某截面的体积或质量，前者称为体积流量，后者称为质量流量。

下一页返回3.5流量的测量流量测量的原理有多种，相应地也制造出了多种流量传感器，例如电磁式流量传感器、涡流流量传感器、超声波流量传感器、涡轮式流量传感器、空间滤波器式流量传感器等。其中电磁式流量传感器、涡流流量传感器和涡轮式流量传感器的输出是脉冲信号，其频率与被测流量成正比，因此基于这些类型流量传感器测量流量的问题就转化为脉冲信号的频率测量。这里以基于涡轮式流量传感器测量流量为例加以介绍。

上一页下一页返回3.5流量的测量涡轮式流量传感器是利用放在流体中的叶轮的旋转速度进行流量测量的一种传感器。当叶轮置于流体中时，由于桨叶的迎流面和背流面流速不同，因此在流向方向形成压差，所产生的推力使旋桨转动。如果选择摩擦力小的轴承来支撑叶轮，且叶轮采用轻型材料制作，那么可使流速和转速的关系接近线性，只要测得叶轮的转速，便可测量流体的流速，从而测量流量。

上一页下一页返回3.5流量的测量叶轮的叶片可以用导磁材料制作，然后由永久磁铁、铁芯及线圈与叶片形成磁路。当叶片旋转时，磁阻将发生周期性的变化，从而使线圈感应出脉冲电压，此脉冲电压的频率f即与叶片转速或流过管道的瞬时流量Q成正比，瞬时流量Q的单位是升/秒(L/s)，于是有关系式f=KQ，即式中K是涡轮式流量传感器的流量系数，其单位是脉冲数/升。K值一般为小数点后带两位小数的生位数，在一定的流量范围、黏度、温度和压力下，每个传感器的K值为一常数，由厂家标定后向用户提供。

上一页下一页返回3.5流量的测量式(3.5.1)说明，单位时间内传感器输出的电脉冲数中含有的K值数，就是所测量的流量。由于K为具有小数位的实数，如果直接采用分频器实现除K运算，只能先对K取整(小数点以下四舍五入)，然后再进行除法，这样将会引起较大测量误差，且分辨力仅为1L/s。为了实现小数除法，可以将计数的电脉冲值输出给微处理器，由微处理器进行软件除法，从而实现流量测量。此法可以在一定程度上提高测量测量精度，但是，由于计数器无法实现小数计数，因此计数过程舍去的小数脉冲，并不能由微处理器补偿，所以测量精度不能从本质上得到提高；另外，测量分辨力也无法提高。

上一页下一页返回3.5流量的测量解决上述问题的方法是，先根据流量系数K小数点以下的数据位数n，对传感器输出的电脉冲进行10n倍频，然后再由计数器对倍频后的脉冲进行计数，其结果等效为实现了小数计数。例如，倍频100倍后计数值为4732，相当于倍频前计数了47.32个脉冲。显然，先倍频后计数可以从本质上提高测量精度，分辨力也提高了l00倍(倍频后的1相当于倍频前的0.01)，达到0.01L/s。综上所述，基于涡轮式流量传感器精确测量流量的方法是，首先将传感器输出的电脉冲倍频10n倍(n是流量系数K小数点以下的数据位数，一般取，n=2)，然后由计数器在单位时间内计数倍频后的电脉冲，得到原脉冲频率100倍的频率值，将该值除以100K即可得到所测流量。基于上述思路的检测电路如图3.5.1所示。

上一页下一页返回3.5流量的测量流量传感器输出的电脉冲信号首先需要进行放大整形，变换成标准电平的方波信号，该信号的频率与流量传感器的输出电脉冲的频率相等。整形后的信号由后续的100倍频电路倍频100倍(这里假设传感器的流量系数具有两位小数)，并输出至控制与门。时基电路为由晶体振荡器构成的秒脉冲发生器，其输出占空比50%的方波，周期为2s，高低电平的宽度均为1s，该信号一方面经由R1，C1和与门构成的移相电路移相后作为控制与门的门控信号；另一方面经由R2、C2和与门组成的上升沿提取电路提取出上升沿，利用该上升沿作为输出锁存器的选通信号，同时该信号作为中断请求信号，通知计算机本次测量完成，可以取走测量结果。选通信号经过三次反相后作为计数器的清零信号，保证在每次测量计数开始前清零计数器。

上一页下一页返回3.5流量的测量选通信号、清零信号和1s钟门控信号的时序关系是：选通信号最前，每次测量计数开始前，首先利用该信号将上一次的计数值锁存入数据锁存器，并通知计算机取走数据；清零信号位于选通信号之后，数据锁存完成后，清零信号将计数器清零；最后出现的是1s门控信号，该信号将控制与门打开，流量脉冲通过控制门由计数器在1s钟的时间间隔内计数，所计数值与被测流量成正比。计算机接收到中断请求信号后，通过接口电路获取测量计数值，将计数值除以100K便得到所测量的流量值，单位取决于流量系数K的单位，如果流量系数的单位是脉冲数/L，则测得的流量单位是L/s。而如果流量系数的单位是脉冲数/mL，则测得的流量单位是mL/s。

上一页返回3.5流量的测量转角通常采用转角编码器进行测量，其基本原理是将转角转换成光脉冲或电脉冲，通过对脉冲进行计数实现转角测量。显然，按此测量原理，转角可以归类为准数字信号。转角编码器又称码盘，是一种分辨力与精度都较高的测角传感器。转角编码器有两种类型：一是绝对式编码器；另一种为增量式编码器。绝对式编码器在任何位置都能给出一个确定的，而且与位置一一对应的数码，它不需要建立基数，测量的是绝对角度。增量式编码器则是一种转角/脉冲数转换器，输出的脉冲可由计数器进行计数，并可根据转动的方向输出方向信息，因此它可以在测量转角的同时，确定转向，据此可以测量相对角度。增量式转角编码器包括：一个结构较为简单的光脉冲调制盘，光脉冲读出装置(光电转换装置)以及一组逻辑与计数电路，测量原理框图如图3.6.1所示。

下一页返回3.6转角的测量光脉冲调制盘的原理图如图3.6.2所示。它由三个圆环组成。两个外圆环上均匀分布着相同数量的透光与不透光的栅格，并在空间上错开半格。第一个圆环用来产生计数脉冲。第二个圆环产生辨向脉冲。因为系统的最小计数单位是一个脉冲，所以栅格的总数决定转角测量的分辨力。第三个圆环上只有一条透光的狭缝，由它产生调制盘的参考点位置(转角的测量零点)。如果将调制盘作正向或反向旋转，光脉冲读出装置(光电转换装置)可产生相应的脉冲输出。正转时，计数脉冲波形滞后90°于辨向脉冲波形；反转时，计数脉冲波形超前90°于辨向脉冲波形。调制盘转过的角度大小与计数脉冲的个数成正比，转向的辨别则要靠相位上超前还是滞后的区别。

上一页下一页返回3.6转角的测量辨向逻辑与计数电路如图3.6.3所示。光敏元件输出的计数脉冲信号和辨向脉冲信号经放大整形后变成了方波脉冲P1和P2，两者相位上的关系与转向有关，如图3.6.4(a)、(b)所示。P1以及，经RC微分电路后变成了尖脉冲D1和D2，对应的关系如图(a)和(b)所示。当转向为正时，根据与非门G1和G2的与非逻辑关系，只有D1的正尖脉冲才能通过G1，产生对应的负尖脉冲，如图(a)所示。从而使D触发器置“1”，Q=1，=0，控制可逆计数器作加法计数。与非门G1，实现负或逻辑，不管是G1门输出的负脉冲，还是G2门输出的负脉冲，都可以通过它变成计数器的计数触发脉冲。

上一页下一页返回3.6转角的测量图中的延时环节起滞后计数脉冲的作用，使它在转向D触发器建立起加/减计数状态之后再去触发可逆计数器。当转向变为负时，P1和P2的关系也由滞后变成超前，如图3.6.3(b)所示。此时，两微分器输出的尖脉冲D1和D2中只有的D2正尖脉冲能通过G2门，变成对应的负尖脉冲，相对关系见图3.6.3(b)。从而使转向D触发器翻转成Q=0，=1，控制可逆计数器作递减计数。计数器触发脉冲的形成与正转时相似。每输入一个计数脉冲可使计数器作+1或-1的计数，所以计数器里所存的数即与转角成正比。

上一页下一页返回3.6转角的测量参考点脉冲发生在调制盘处于零点位置上，利用此脉冲对计数器清零可建立起计数器的零点。这样，使测量的转角都是相对参考点而言的。增量式转角编码器的测量分辨率受调制盘栅格密度的限制。如果需要更高的分辨率，可采用两级互成一定传动比关系的“双速”转角编码器。让图3.6.1的输入转轴再去带动精密增速齿轮系进行转角放大，放大了的转角再用一套类似的增量式转角编码器去测量该转角，作为整个被测转角的细分部分。细分部分的计数器输出是整个数字输出的低位数部分。考虑到机械传动系统的误差，粗细两个通道上的配合不会是理想的。具体说，可能发生溢出与进位要求上的不一致。为此还要增加纠错逻辑电路来调整这种失配。

上一页返回3.6转角的测量心率及呼吸频率是人体重要的生理指标参数，其测量方法有多种，各种方法的区别在于不同工作原理的传感器以及相应的信号调理电路，但无论哪一种方法其实质是通过对由传感器输出的与心率和呼吸频率成比例关系的脉动信号进行计数实现数字化测量。因此心率与呼吸信号属于准数字信号。3.7.1心率的测量心率的测量有压力脉搏波法、光电电阻法以及心电图法等多种，分别适用于不同的测量场合，本书介绍心电图法。该法是基于心电图某导联记录波形的测量方法，其基本思路是设法识别出R波，并将R波整形成方波脉冲，然后对其计数实现测量。原理电路框图如图3.7.1所示。

下一页返回3.7心率及呼吸频率的测量电路由心电图放大器、绝对值电路、峰值检波器、R波检出整形电路和计数单元组成。心电图放大器输出心电图某导联的波形，一般情况下采用II导联信号作为心率检测用信号。绝对值电路由半波检波器和加法器组成，当VECG>0时，V1<0，D1截止，D2导通，A2构成反相加法器，有若取R1=R2=R3=R5=2R4则上一页下一页返回3.7心率及呼吸频率的测量当输入信号VECG<0，V1>0。D1导通，D2截止，则因此，图示电路的输出电压为绝对值电路将QRS波变换成正向波形，供后续峰值检波电路获取R波的峰值，这样做的目的在于，无论心电图波形为哪个导联的波形，均能保证电路获取R波的峰值。

上一页下一页返回3.7心率及呼吸频率的测量绝对值电路的输出V01经由R6、C1构成的低通滤波器滤除噪声后加至峰值检波电路中运放A3的同相输入端，当V2>V02时，A3通过二极管D3向电容C2充电，当V2>V02时，A3停止向电容C2充电，因此V02是心电图波形的峰值，也即是R波的