电力电子技术（第2版）课件 第7、8章 谐振软开关、电力电子与清洁能源

1第7章谐振软开关技术7.1谐振软开关的基本概念7.2准谐振软开关换流器7.3零电压开关谐振变换器7.4零电压转换PWM电路7.5软开关技术新进展本章小结现代电力电子装置的发展趋势是小型化、轻量化，同时对装置效率和电磁兼容性也提出了更高要求。电力电子电路的高频化可以减小滤波器、变压器的体积和重量，电力电子装置小型化、轻量化。开关损耗增加，电路效率严重下降，电磁干扰增大。软开关技术降低开关损耗和开关噪声。使开关频率可以大幅度提高。2第7章谐振软开关技术7.1.1开关过程器件损耗及硬、软开关方式7.1.2零电压开关和零电流开关7.1.3软开关电路的分类37.1谐振软开关的基本概念47.1.1开关过程器件损耗及开关方式图7-1下管控制降压斩波电路图7-2a）示出S1上的电压与电流波形。电流为Io。图7-2感性负载时电路波形与工作轨迹a）波形

分析电感负载时直流／直流变换器的工作状态。图7-1由一个开关元件S1控制。由于电感性负载，在较短期间，可假定电流恒定为Io

。S1关断，则S1两端电压u1增加到Ud，流经开关元件S1电流i1衰减到零。57.1.1开关过程器件损耗及开关方式S1关断后，Io经VD1流通。关断损耗P1=

u1x

i1如图7-2a）。当S1导通时，

i1增加为Io与二极管VD1的反向恢复峰值电流之和，如图7-2a）所示。6随后，二极管恢复，而电压u1下降接近零伏。电感负载的开关轨迹如图7-2b），近似于矩形。图7-2感性负载时电路波形与工作轨迹a）波形b）工作轨迹7.1.1开关过程器件损耗及开关方式同时存在高开关电压与大开关电流，要求器件具有较宽安全工作区（SOA）。因此，应采用良好的设计方案降低SOA要求。如图7-3a），由二极管与阻容等元件组成的缓冲电路。有缓冲电路的开关工作轨迹如图7-3b），减少应力，开关元件损耗一部分转移到缓冲电路，总开关损耗并没有减少。7图7-3

a）缓冲电路7.1.1开关过程器件损耗及开关方式图7-3b）带缓冲电路的开关轨迹8图7-4零电压/零电流开关轨迹如果在零电压或零电流时通断，则开关轨迹如图7-4的实线。无缓冲电路损耗，并降低开关应力以及减少电磁干扰。7.1.1开关过程器件损耗及开关方式7.1.2零电压开关和零电流开关9在20世纪80年代，电力电子软开关技术大部分的研究集中在谐振变换器的应用上。谐振变换器是应用谐振原理，利用开关变换器的谐振回路（ResonantTank），使其中的电压（或电流）按正弦规律变化。当电流自然过零时使器件关断ZCS或ZVS，从而减少开关损耗，提高开关频率，减小磁性元件体积。许多已熟悉的为传统PWM变换器设计的控制集成电路都可应用于软开关变换器中。软开关变换器也为抑制电磁干扰提供了有效解决方法。使开关开通前其两端电压为零，这种开通方式称为零电压开通；使开关关断前电流为零，这种关断方式称为零电流关断。与开关并联的电容能延缓开关关断后电压上升的速率，零电压关断。与开关相串联的电感能延缓开关开通后电流上升的速率，零电流开通。零电压开通和零电流关断要靠电路中的谐振来实现。107.1.2零电压开关和零电流开关7.1.3软开关电路的分类11分成零电压电路和零电流电路两大类。每一种都可用于降压型、升压型等不同电路，图7-5基本开关单元表示根据谐振机理可以将软开关电路分成准谐振电路、零开关PWM电路和零转换PWM电路。

图7-5基本开关单元a）基本单元b）降压斩波器中的基本单元c）升压斩波器中的基本单元d）升降压斩波器的基本开关单元1．准谐振电路零电流/电压开关准谐振电路、零电压开关多谐振电路、用于逆变器的谐振直流环节电路，图7-6为前三种基本开关单元。准谐振电路中电压或电流的波形为正弦半波，因此称之为准谐振。只能采用脉冲频率调制（PFM）方式

127.1.3软开关电路的分类图7-6谐振电路的基本开关单元a）零电压开关准谐振电路的基本开关单元b）零电流开准关电路准谐振电路的基本开关单元c）零电压开关多谐振电路的基本开关单元2．零开关PWM电路分：零电压/电流开关PWM电路,基本开关单元如图7-7。辅助开关使谐振仅发生于开关过程前后，优势：电压和电流基本上是方波，只是上升沿和下降沿较缓，开关承受的电压明显降低，可采用频率固定的PWM控制。13图7-7零开关PWM电路的基本开关单元a）零电压开关PWM电路的基本开关单元b）零电流开关PWM电路的基本开关单元7.1.3软开关电路的分类3．零转换PWM电路分为：零电压/电流转换PWM电路，其基本开电关单元如图7-8所示。区别是谐振电路是与主开关并联的，在很宽的输入电压范围内并从零负载到满载都能工作在软开关状态。14图7-8零转换关PWM电路的基本开关单元a）零电压转换PWM电路的基本开关单元b）零电流转换PWM电路的基本开关单元7.1.3软开关电路的分类谐振是由开关VT和谐振元件Cr

、Lr组成的子电路，图7-9和图7-10分别为(ZC)和(ZV)开关电路。图7-9半波时，无VD2而有VD1，全波无VD2而且无VD1。图7-10二极管配置相反15图7-9两类零电流谐振开关a）零电流谐振开关之一b）零电流谐振开关之二图7-10两类零电压谐振开关a）零电压谐振开关之一b）零电压谐振开关之二7.2.准谐振软开关换流器一、半波运行设计成半波运行的ZCS-QRCS可用Buck型来说明，见图7-11。假设输出滤波器电感L足够大，则可把近似为一个电流源。下面分几个时段分析。16图7-11Buck型半波零电流准谐振变换器a）电路b）电路波形7.2.1零电流准谐振变换器17t0~t1时段：t0之前，VT断开，输出电流通过VDf续流，uCr为零，在t0时刻，开关VT零电流开通，UDS=0。由于Us>ucr

，iLr上升，在iLr小于iL

(约等于Io)前，uCr=0。这一时段iLr的上升率为diLr/dt=Us/Lr。7.2.1零电流准谐振变换器图7-11Buck型半波零电流准谐振变换器a）电路b）电路波形t1~t2时段：t1时刻iLr>Io

,VDf截止，Lr对Cr充电,uCr不断上升。由于Us>ucr

，iLr不断上升，到t2时ucr

=Us

，iLr达到谐振峰值。

t2~t3时段：t2后，Lr向Cr放电，iLr下降，ucr继续上升，直到t3时刻iLr

=Io

，

uCr达到谐振峰值。187.2.1零电流准谐振变换器图7-11Buck型半波零电流准谐振变换器a）电路b）电路波形t3~t4时段：t3后，iLr<Io，ucr下降但仍大于Us，则iLr不断下降，直到t4时刻iLr

=0。

t4~t5时段：电流iLr不反向，iLr

=0，ucr继续下降，到t5时刻ucr=Us

。在t4~t5时段应关断管子VT。197.2.1零电流准谐振变换器图7-11Buck型半波零电流准谐振变换器a）电路b）电路波形t5~t6时段：t5之后，uCr继续下降，由于VT关断，虽然uCr小于Us，但Lr无电流通路，所以电流iLr继续维持为0。随着uCr下降，开关管VT电压UDs逐渐增加，直到t6时刻，UDs=Us

，uCr=

0。207.2.1零电流准谐振变换器图7-11Buck型半波零电流准谐振变换器a）电路b）电路波形21t6~t`0时段：

t6时刻之后，负载电流通过二极管VDf续流，uCr被钳位为0，VDf为通态，VT为断态。在t6~t`0时段，iLr

=0，如果在t`0时刻开通VT，则iLr从0开始上升，由于电感Lr的作用，近似于零电流开通。7.2.1零电流准谐振变换器图7-11Buck型半波零电流准谐振变换器a）电路b）电路波形图7-11，控制特性取决于谐振电路Lr和Cr的参数设计。在LC谐振变换器中，将电压转换率M、特性阻抗Zr、谐振频率fr、归一化负载电阻r、开关频率fs与谐振频率fr之比的归一化开关频率fn等定义为式(7-1)—(7-5)电压转换率M越小输出电压越低；归一化负载电阻r越小，则负载等效电阻越小；电路中t6~t`0间隔时间可以调节开关频率。227.2.1零电流准谐振变换器（7-1）（7-2）（7-3）（7-4）（7-5）电感电流幅值为Us

/Zr。但电路还与电感L、负载相连，还不是真正的谐振电路。假如Io

-Us

/Zr>0,则电流ilr不能自然回到0,故规定Io<

Us

/Zr

。开关管关断时刻必须在ucr下降到Us之前。电压ucr与Io有关。237.2.1零电流准谐振变换器图7-11Buck型半波零电流准谐振变换器a）电路b）电路波形如图7-11c）r为不同值时M和归一化开关频率fn的关系曲线，M对负载的变化很敏感。在轻载荷的条件下，多余的能量存储在电容器Cr中，导致输出电压升高，必须控制开关频率。24图7-11Buck型半波零电流准谐振变换器

c）M和的关系曲钱7.2.1零电流准谐振变换器二、全波运行如果利用MOSFET内部体二极管，则变换器工作于全波模式，电路和波形如图7-12，与半波模式相似。但电感电流iLr

允许反向并使谐振时间延长，在iLr反向期间，通过MOSFET本体的电流为零，零电流关断。25图7-12Buck型全波零电流准谐振变换器a）电路b）电路波形7.2.1零电流准谐振变换器另外，在轻载荷时，允许谐振电路中多余的能量反馈回电压源Us，明显降低了Uo对输出载荷的依赖性。如图7-12c）所示是当r为不同值时M和归一化开关频率fn的关系曲线，可以看出M对负载的变化不敏感。26图7-12Buck全波零电流准谐振变换器

c）M和fn的关系曲线7.2.1零电流准谐振变换器27如图所示为用谐振开关取代传统的变换器的电力电子开关所得的几种零电流准谐振变换器电路。7.2.1零电流准谐振变换器图7-13几种零电流准谐振变换器电路28例题7-1某半波运行的Buck型零电流准谐振变换器如图7-11a）所示，已知输入直流电压为36V，谐振电容Cr

=0.25µF、谐振电感Lr

=4µH，要求输出直流电压为12～24V，输出电流为3A，求开关频率范围。解：根据题意Uo=12～24V，Io=3A，Cr=0.25µF，Lr

=4µH，则

当输出电压最小Uo

=12V时

=12/36=0.33

=12/3=4（Ω）

=4/4=17.2.1零电流准谐振变换器

根据图7-11c），当r=1，M=3时，fn大约为0.23，则根据=0.23159=36.6（kHz）当输出电压最大Uo=24V时=24/36=0.667

=24/3=8（Ω）=8/4=2

根据图7-11c），当r=2，M=0.667时，fn大约为0.45，则根据=0.45159=71.6（kHz）故开关频率范围为36.6～71.6kHz。

该例题中需要根据图7-11c）的曲线查出的值，但图中只给出了有限的几条曲线，如果需要更多的曲线参数，请参考相关文献。另外，也可以根据频率范围以及一定的设计经验，求得谐振电容和谐振电感的数值。297.2.1零电流准谐振变换器在（ZVS-QRC）中，谐振电容为开关提供零电压的条件。如图7-14a）是设计成半波运行的Buck型准谐振变换器，如图7-14b）的零电压谐振开关。307.2.2

零电压准谐振变换器图7-14Buck型半波零电压准谐振变换器a）电路b）电路波形31当VT导通后,

VT电流与Io相等,

VDf

反偏截止。当VT零电压关断时，输出电流流过谐振电容Cr

，Ucr开始上升。t0~t1时段：t0之前，VT导通，VDr为断态，ucr=0，iLr

=iL

，t0时VT关断，Cr电压上升减缓，VDr未通。图7-14Buck型半波零电压准谐振变换器a）电路b）电路波形7.2.2

零电压准谐振变换器327.2.2零电压准谐振变换器

Lr+L向Cr充电，电流源，ucr线性上升，同时uDf下降，直到t1时，uDf=0，VDf导通，t1~t2时段：t1时VDf导通，L通过VDf续流，

CrLrUs形成谐振；Lr对Cr充电,

ucr上升,iLr下降,图7-14Buck型半波零电压准谐振变换器a）电路b）电路波形t2时，iLr=0，Ucr达到谐振峰值。t2~t3时段：t2后，Cr向Lr放电，iLr反向，ucr下降，到t3时，ucr=Us，这时，ULr

=0，iLr达反峰值。t3~t4时段：t3后,Lr向Cr反向充电，ucr下降，到t4时ucr=0。

t1到t4,谐振方程为33图7-14Buck型半波零电压准谐振变换器a）电路b）电路波形7.2.2零电压准谐振变换器（7-9）（7-8）（7-7）t4~t5时段：uCr被钳位于0，uLr=Us，iLr线性衰减，到t5时，iLr=0。uT为零，必须在此期间使VT开通。t5~t6时段：由于VT导通，iLr上升，到t6时,iLr

=IL

，

VDf关断。t5到t6时段电流iLr的变化率为347.2.2零电压准谐振变换器图7-14Buck型半波零电压准谐振变换器a）电路b）电路波形（7-10）t6~t`0时段：VT为通态，

VDf为断态，通过VT的电流与iLr以及IL相等，谐振电感Lr与电感L串联工作。由于谐振电感Lr远小于电感L，谐振电感Lr上的压降很小，udf=Us。357.2.2零电压准谐振变换器图7-14Buck型半波零电压准谐振变换器a）电路b）电路波形图7-14c）为M和fn的关系曲线，从波形可看出，电压转换率对负载敏感。对不同的负载Ro，为了调整输出电压，开关频率也相应的变化。36图7-14Buck型半波零电压准谐振变换器

c）M和的关系曲线7.2.2

零电压准谐振变换器谐振过程中（即开关VT的电压）的表达式37[t1~t4

]上的最大值即uCr的谐振峰值为

零电压开关准谐振电路实现软开关的条件7.2.2

零电压准谐振变换器如果正弦项的电压幅值小于Us，uCr就不可能谐振到零，VT也就不可能实现零电压开通。缺点：谐振电压峰值将高于输入电压的2倍。（7-11）（7-12）（7-13）零电压开关变换器可工作于全波模式，图7-15a）。图7-15b)为稳态波形图,其中VT无反向电流。在t4~t5时段，谐振电容电压为负值，导通时产生损耗，全波模式有容性开通损耗问题，38图7-15Buck型全波零电压准谐振变换器a）电路b）电路波形7.2.2零电压准谐振变换器在高频运行模式中较少采用。如图7-15c）所示是当r为不同值时M和fn的关系曲线。全波模式下M对负载不敏感，这就是需要的特性。ZVS-QRC通常工作于半波模式而不是全波模式。397.2.2零电压准谐振变换器图7-15Buck型全波零电压准谐振变换器

c）M和的关系曲线40如图7-16，用零电压谐振开关替代传统变换器的电力电子开关，可衍生出各种各样的ZVS-QRC变换器电路。7.2.2零电压准谐振变换器图7-16几种零电压准谐振变换器电路ZCS和ZVS的比较具有不同的特点。ZCS可以消除开关关断损耗和减少开关开通损耗，外并电容器，对二极管的结电容不敏感。当电力MOSFET管零电流导通时，电容中的能量将耗散掉，这种容性开通损耗与开关频率成正比。开关要承受较大的电流应力，导致较大的通态损耗，ZCS对减少在关断过程有较大的拖尾电流的电力电子器件（如IGBT）的开关损耗具有特殊的作用。417.2.2零电压准谐振变换器ZVS消除了容性开通损耗，适于高频运行。开关应能承受较大的电压应力，此应力与载荷成正比。在半桥式和全桥式电路中开关两侧的最大电压被钳位为输入电压。ZCS和ZVS两种谐振变换器都是通过变频控制的方式来调整输出的。ZCS以控制开通时间不变的方式运行，而ZVS以控制关断时间不变的方式运行。在输入和载荷的变化范围宽的场合，两者工作均要求有较宽的开关频率范围，致使难以设计。427.2.2零电压准谐振变换器软开关技术改善电路的性能、提高其效率和抑制电磁干扰的目的，对零电压开关（ZVS）逆变器的应用，提出了两种方法实现逆变器软开关。第一种方法：使直流环电压瞬间为零，以实现开关零电压开通和关断，谐振直流环和准谐振逆变器就属于这种类型。第二种方法：谐振极逆变器的思想，把谐振极（支路）和逆变器的运行踪合起来考虑，为逆变器开关产生零电压或零电流条件。437.2.3谐振型直流连接逆变器图7-17为谐振环逆变器电路，图中辅助开关VT使逆变桥中所有的开关元件工作在零电压开通的条件下。实际电路中开关VT由逆变电路中开关的开通与关断来代替如图7-18。447.2.3谐振型直流连接逆变器图7-17谐振环逆变器图7-18谐振环逆变器的等效电路直流环电流IX随负载条件的变化而变化，但在短暂的谐振周期内可假定不变，如果当电感电流等于iLr0时开关VT关断，则电感电流iLr

为式中：457.2.3谐振型直流连接逆变器（7-15）（7-16）46当VT导通时，必须检测iLr-IX的大小。当iLr-IX达到要求值时，VT可以开通，其目标就是保证直流环电压在下一周期能振荡到零电压。以开关VT关断时刻为起点分析工作过程，如图7-19所示。7.2.3谐振型直流连接逆变器图7-19谐振直流环电路的理想化波形图7-18谐振环逆变器的等效电路t0~t1时段：

t0之前，VT导通，iLr大于IX，t0时刻VT关断，谐振，因iLr>IX，因此

iLr对Cr充电，

ucr不断升高，直到t1时刻，ucr=

Us。t1~t2时段：

t1时刻ucr=

Us，uLr=0，iLr达到峰值，

t1以后iLr继续向Cr充电并减小，而Ucr升高，直到t2时刻

iLr=IX

，Ucr达到谐振峰值。477.2.3谐振型直流连接逆变器图7-19谐振直流环电路的理想化波形图7-18谐振环逆变器的等效电路t2~t3时段：t2后，uCr向Lr和IX放电，iLr继续降低，反向后，Cr继续向iLr放电，iLr反向增加，到t3时uCr=us,iLr达到反向峰值。t3~t4时段：t3时刻，uCr=Us，iLr达到反向峰值，然后iLr衰减，uCr下降，直到t4时，uCr

=0，VD导通，uCr钳位于零。487.2.3谐振型直流连接逆变器图7-19谐振直流环电路的理想化波形图7-18谐振环逆变器的等效电路t4~t5时段：uCr

=0，iLr线性上升，直到

t5时刻，iLr=IX

，VT应在此期间实现零电压开通。t5~t0′时段：VT导通，电流iLr线性上升，直到t0′时刻，VT再次关断。497.2.3谐振型直流连接逆变器图7-19谐振直流环电路的理想化波形图7-18谐振环逆变器的等效电路电路中Ucr的谐振峰值很高，增加了耐压的要求。三相逆变器6个开关的相电压和线电压，如图7-20。50图7-20谐振环逆变器典型的相电压和线电压7.2.3谐振型直流连接逆变器优点：减少损耗,无缓冲电路运行；可较高开关频率运行，减少逆变器噪声；ZVS开关，可减少散热片，提高功率密度。不足在于：峰值电压比额定直流环电压高（2倍）。可以利用有源钳位电路减少直流环峰值电压，如图7-21所示，可以将峰值电压限制在Ucc+Us。51图7-21有源钳位谐振直流环逆变器7.2.3谐振型直流连接逆变器Ucc=（0.3～0.5）Us，降到1.3～1.5倍。但峰值电压仍比正常值高得多，钳位电路也使控制更复杂。

7.3.1全桥零电压开关LLC谐振变换器7.3.2移相全桥型零电压开关PWM直流-直流变换器527.3零电压开关谐振变换器1．全桥LLC谐振变换器的结构如图7-22所示为全桥LLC谐振变换器，其中VT1、VT2、VT3、VT4，与其并联的分别为其本体二极管与寄生电容，Lr

、

Lm和

Cr分别为谐振电感、励磁电感和谐振电容。53图7-22LLC谐振变换器的结构图7.3.1全桥零电压开关LLC谐振变换器2．全桥LLC谐振变换器工作原理全桥LLC谐振变换器电路中有谐振元件Lr

、

Lm和Cm，当Lm被输出电压钳位时，不参与谐振，此时只有Lr与Cr参与谐振，谐振频率fr为公式（7-3）；当励磁电流与谐振电流相等时，Lm参与谐振，谐振频率fm为

LLC谐振变换器的本质就是通过调节fs的大小来改变LLC谐振腔阻抗，从而达到能量传递的目的。

547.3.1全桥零电压开关LLC谐振变换器（7-21）有三种工作方式。工作方式1当fm<fs

<fr

时，如图7-23a）。当iLm和谐振电流iLr相等时，在这个阶段励磁电感Lm参加谐振，副边整流二极管的电流断续。55图7-23LLC谐振变换器主要波形a）当fm<fs

<fr时波形7.3.1全桥零电压开关LLC谐振变换器在这种情况下副边整流二极管能实现ZCS关断。工作方式2：当fs

=fr时，此时情况如图7-23b）。Lm不再参加谐振，它两端电压总是被输出电压钳位在nUo。56图7-23LLC谐振变换器主要波形

b）当fs

=fr时波形7.3.1全桥零电压开关LLC谐振变换器副边整流二极管的电流临界连续，所以也副边整流二极管可以实现ZCS关断。工作方式3：当fs

>fr时，如图7-23c）所示。Lm不参加谐振，其两端的电压被钳位在nUo

。57图7-23LLC谐振变换器主要波形c）当fs

>fr时波形7.3.1全桥零电压开关LLC谐振变换器副边整流二极管在电流不为零状态下换流，这时其工作在硬关断的模式下，因此存在反向恢复的问题。

工作方式1中半个开关周期内该变换器工作过程如下:在t0时刻之前，如图7-24a）所示。工作状态1：开关管VT2、VT3导通，Lm、Lr和Cr组成的谐振回路一起谐振。VDR1、VDR2反向截止，功率变压器被隔离，变压器的原边、副边电流均为零。58图7-24LLC谐振变换器a）工作状态17.3.1全桥零电压开关LLC谐振变换器工作状态2：在t0

<t<t1范围内，如图7-24b）。当t=t0时，VT2、VT3关断，进入死区。iLr给VT2、VT3的C2

、C3充电，同时给VT1、VT4

的寄生电容C1、C4放电。

VT2、VT3的电压上升率和VT1、VT4的电压下降率被限制。59图7-24LLC谐振变换器b）工作状态27.3.1全桥零电压开关LLC谐振变换器此阶段中VDR1、VDR4导通，VDR2、VDR3截止，Lm不参与谐振。只有Lr和Cr参与谐振，iLr以正弦波规律增加，iLm线性增加。iLr和iLm之差值就是负载电流，通过变压器传给负载。当t=t1时，

VT2、VT3

电压升到与输入电压，VT1、VT4的漏源极电压下降

到零。60图7-24LLC谐振变换器b）工作状态27.3.1全桥零电压开关LLC谐振变换器工作状态3：在t1

<t<t2范围内，如图7-24c）。

从t1时刻起，

VT1、VT4的寄生电容C1、C4电压下降到零，VD1、VD4导通，iLr改变流通路径而流过VD1、VD4，使VT1、VT4的电压维持为零，这为VT1、VT4的零电压导通提供了条件。61图7-24LLC谐振变换器c）工作状态37.3.1全桥零电压开关LLC谐振变换器此后，iLr谐振上升，VDR1、VDR4导通，VDR2、VDR3仍然截止，iLm被输出电压钳位，iLm线性上升，

Lr和Cr参与谐振。此状态一直维持到VT1、VT4导通。62图7-24LLC谐振变换器c）工作状态37.3.1全桥零电压开关LLC谐振变换器工作状态4：在t2<t<t3范围内，如图7-24d）所示。当t=t2时，VT1、VT4零电压导通，电流流经VT1、VT4

，正向电压；VDR1、VDR4导通，而VT2、VT3以及输出VDR2、VDR3截止。63图7-24LLC谐振变换器d）工作状态47.3.1全桥零电压开关LLC谐振变换器Lm被输出电压钳位，只有Lr和Cr参与谐振。iLr以正弦增加，iLm

线性增加。由于开关周期大于Lr和Cr谐振周期，当t=t3时，iLr开始下降，一直到与励磁电流iLm相同，工作状态3结束。64图7-24LLC谐振变换器d）工作状态47.3.1全桥零电压开关LLC谐振变换器工作状态5：在t3<t<t4范围内，如图7-24e）所示。当t=t3时，iLr和iLm相等，此时输出电流为零，VT1、VT4仍然导通，

VDR1、VDR4在零电流状态下自然关断，不存在反向恢复过程，实现了输出整流二极管的零电流关断。65图7-24LLC谐振变换器e）工作状态57.3.1全桥零电压开关LLC谐振变换器由于变压器原、副边被隔离，Lm不再被输出电压钳位，所以Lm、Lr和Cr和一起参与谐振。由于谐振回路的谐振周期远大于开关周期，因此在这个阶段内可认为iLm基本不变。当VT1、VT4的驱动信号消失时，工作状态结束。66图7-24LLC谐振变换器e）工作状态57.3.1全桥零电压开关LLC谐振变换器

在t4<t<t8内的下半周期工作状态与上面分析的五个工作状态类似。因此，功率开关管实现了零电压的开通与关断，同时整流二极管实现了ZCS开通与关断。设usφ1为谐振槽输入电压UAB的基波分量；原边电压UAB接近于方波，基波分量usφ1的有效值可近似表示为：

（7-22）其中vo为全桥变换器输出方波电压幅值，大电容滤波时，vo约等于输出直流电压UO副边线路压降之和。677.3.1全桥零电压开关LLC谐振变换器3．全桥LLC谐振电路基波等效模型全桥LLC谐振变换器可以等效为如下模型。在图7-25中，Lr

Lm、Cr分别为谐振电感、励磁电感、谐振电容。于是从变压器原边看过去副边回路的等效纯阻性电阻Req为：68图7-25全桥LLC谐振槽路基波等效模型7.3.1全桥零电压开关LLC谐振变换器（7-23）上式中Ro为输出负载，n为变压器原副边匝数比。根据图7-25，可得电感之比

品质因数

其中69图7-25全桥LLC谐振槽路基波等效模型7.3.1全桥零电压开关LLC谐振变换器(7-24)(7-25)如图7-28。图中H型全桥。各Cr为开关器件的结电容或外电容并联，与谐振电感Lr构成谐振元件。VD5、VD6构成全波整流输出电路，L、C为输出低通滤波元件，负载R。707.3.2移相全桥型零电压开关PWM直流-直流变换电器图7-28移相全桥零电压开关PWM直流-直流变换电路电路特点在一个开关周期Ts内，每一个开关导通的时间都略小于Ts/2

，而关断的时间都略大于Ts/2

；同一个半桥中上下两个开关不同时处于通态，开通都要经过一定的死区时间；VT1的波形比VT4超前0～Ts/2时间，而VT2的波形比VT3超前0～Ts/2时间，因此称VT1和VT2为超前的桥臂，而称VT3和VT4为滞后的桥臂。717.3.2移相全桥型零电压开关PWM直流-直流变换电器工作过程图7-29给出了uAB、uLr、iLr

、uW1、uR、iL

、iD5、iD6的波形。t0~t1时段：VT1、VT4都导通uAB

=Us

，uLr=0，原边侧Lr=iL

/n,

uW1

=Us

，VD5导通，uR

=Us/n，其中n为变压器变比，iL略有上升。

727.3.2移相全桥型零电压开关PWM直流-直流变换电器图7-29全桥式ZVS变换器理想化波形t1~t2时段：t1时刻VT1关断后，C1、C2、Lr以及同W1构成谐振回路，UA不断下降，直到UA=0，UAB=0。

由于

Lr电感量远小于L

，ULr=0，iLr基本不变，uW1下降，UR也下降到0，VD2导通，iLr通过VD2续流，IL略有下降，如图7-29。737.3.2移相全桥型零电压开关PWM直流-直流变换电器图7-29全桥式ZVS变换器理想化波形t2~t3时段：t2时VT2开通，由于VD2导通，VT2开通时电压为零，不产生开关损耗；

VT2开通后，UAB

=0不变，iLr基本不变，变压器内部磁平衡，通过绕组W5和二极管VD5的电流继续保持到t3时VT4关断。747.3.2移相全桥型零电压开关PWM直流-直流变换电器图7-29全桥式ZVS变换器理想化波形t3~t4时段：t3时刻VT4关断，B点电位不断上升，iLr下降，iD5下降，iD6电流上升，iD5

+iD6=iL，

VD5和VD6同时导通，故UR为0，W1电势为0，C3、C4与Lr构成谐振回路。

期间iLr减小，uAB和uLr反向增加，直到VD3导通；到t4时刻VT3开通，VD3是导通的，零电压开通.757.3.2移相全桥型零电压开关PWM直流-直流变换电器图7-29全桥式ZVS变换器理想化波形t4

~t5时段：VT3开通后，uAB=-Us，iLr继续减小后反向增大，直到t5时iLr=-iL

，iD5下降到零，iL转移到VD6中，能量由原边供给。

期间，W1反向电压增加，uLr反向电压减小，W3输出电压以及uR电压增加，iL由略有下降转为略有上升。767.3.2移相全桥型零电压开关PWM直流-直流变换电器图7-29全桥式ZVS变换器理想化波形t0~t5时段正好是开关周期的一半，而在另一半开关周期t5~t`0时段中，电路的工作的过程与t0

~t5时段完全对称。

由于4个开关管两端并联电容，关断损耗小。开通时，其体内二极管是否有电流是关键。777.3.2移相全桥型零电压开关PWM直流-直流变换电器图7-29全桥式ZVS变换器理想化波形零电压转换PWM电路具有电路简单、效率高等优点。如图7-30。以升压电路为例，在VD1的开关T1两端并联一个由Cr、Lr

、VTr和VDr组成的辅助谐振网络，就构成了一种升压零电压转换PWM电路。787.4零电压转换PWM电路图7-30升压型零电压转换PWM电路的原理图假设电感L、电容C很大。VTr超前于VT1开通，而VT1开通后VTr就关断了，主要的谐振过程在VT1开通前后。波形分析见图7-31。t0~t1时段：VTr先于VT1开通，由于此时VD尚处于通态，所以uLr=Uo，iLr按线性迅速增长，iD以同样的速率下降，直到t1时刻，iLr=IL

，iD下降到零，二极管VD自然关断。79图7-31升压型零电压转换PWM电路的理想化波形7.4零电压转换PWM电路t1~t2时段：此时Lr与cr构成谐振回路，由于L很大，IL基本不变，对谐振影响很小，可忽略；谐振过程中iLr增加而ucr下降，两者表达式分别为

式中，特征阻抗，谐振角频率。t2时ucr降到零,

VD1导通，ucr被钳位于零，iLr到达峰值。807.4零电压转换PWM电路(7-43)(7-44)t2~t3时段：ucr被钳位于零，而iLr保持不变，一直保持到t3时刻VT1开通、VTr关断，此时uT1或ucr为零，为零电压开通。t3~t4时段：在t3时刻VT1开通VTr关断,

Lr能量通过VDr向负载侧输送，ucr下降，而iT1线性上升，到t4时iLr

=0，VDr关断，iT1=

IL，电路进入正常导通状态。817.4零电压转换PWM电路图7-31升压型零电压转换PWM电路的理想化波形t4~t5时段：t5时刻VT1关断，由于Cr，VT1关断时的电压上升率受到限制，降低了VT1的关断损耗。t5~t6时段：t5时刻VT1关断，此时IL给Cr充电，其电压从零开始上升，到t6时刻，电压cr上升到Uo，二极管VD自然导通。827.4零电压转换PWM电路图7-31升压型零电压转换PWM电路的理想化波形t6~t0`时段：在此阶段，辅助电路不参与工作，BOOST电路开关管断开状态，开始下一个开关周期的工作。零电压转换PWM电路控制方式，实现恒定频率控制；辅助电路损耗小，也不会增加主开关应力，使零电压转换PWM电路得到广泛应用。837.4零电压转换PWM电路图7-31升压型零电压转换PWM电路的理想化波形

软开关技术出现了以下几个重要的发展趋势

新的软开关电路拓扑是软开关技术发展的重要途径，也是软开关技术广泛应用的关键所在。

采用组合电路替代原来的单一电路成为一种趋势，将几个简单、高效的开关电路通过级联、并联和串连构成组合电路，其性能比单一电路显著提高，拓展了软开关技术的应用场合，

优化软开关变换器控制方式也是软开关技术发展的方向，在适当简化谐振变换器的同时，优化控制方法，提高变换器性能。847.5软开关技术新进展“硬”开关过程功率器件在其电压或电流或两者均不为零的状态下通、断。会引起了开关过程的功率损耗，严重妨碍了变流电路的高频化与高效率化。软开关技术通过在电路中引入谐振改善了开关条件，大大降低了硬开关电路存在的开关损耗和开关噪声问题。使开关过程在器件上电压或电流为零时进行，这种通、断控制方式称为“软”开关，它的实现为变流电路高频化创造条件。85本章小结第8章电力电子技术在清洁能源系统中的应用

8.1清洁能源与组合电路概述8.2太阳能系统8.3风能系统8.4燃料电池能源系统8.5清洁能源汽车动力系统8.6混合能源发电系统8.7电力电子在清洁能源系统中应用的关键技术本章小结868.1清洁能源与组合电路概述87能源是国民经济和社会发展的主要物质基础。

可再生能源可分为持续性和间歇性。热电厂、水电厂代表典型的持续性能源。间歇性电源包括风能和光伏系统，电力电子变换器成为至关重要的部件。近年来分布式发电系统发展较快，它可以利用各种可再生能源，减少对化石燃料的需求和环境破坏。跟踪最大功率点（MPP）是基于电压电流特性太阳能电池的MPP标志着最大电压和电流的乘积，即从电池获得最大功率。8.1清洁能源与组合电路概述88开发清洁能源，电力电子器件的应用是关键。将最新的电力电子技术、控制技术应用于清洁能源系统中，提高清洁能源的效率和电力变换质量。清洁可再生能源逐步替代传统的化石燃料，具有重大的经济效益和社会价值。

电力电子技术在清洁能源系统中的应用有DC-DC、DC-AC、AC-DC或AC-AC变流电路或组合，实现能量的传递。8.1清洁能源与组合电路概述89图8-1b）中，交流电压经过整流后得到需要直流电压，再通过逆变电路及滤波后将能量传送给电网。该组合电路可以在风力发电机系统中使用。图8-1几种组合电路a）b）图8-1a）中，直流电压经过升压后，再通过逆变电路以及滤波后将能量传送给电网。可在光伏并网系统使用。8.1清洁能源与组合电路概述90图8-1c）中，直流电压经过逆变得到高频交流电压，通过变压器的隔离，再通过周波变换器以及滤波给电网。该组合电路可以在分布式发电系统中使用。

图8-1几种组合电路c）8.2太阳能系统

91目前太阳能利用主要采用了三种技术：太阳能光电技术、太阳能光热技术和太阳能光伏发电技术。1）太阳能光电技术是指利用太阳能电池将白天的太阳能转化为电能，储存在蓄电池上，再放电。2）太阳能光热发电技术就是利用光学系统聚集太阳辐射能用以加热，生产高温蒸汽。驱动汽轮机组发电，简称光热发电技术。3）将光能直接转换成电能的过程确切地说应叫光伏效应。8.2太阳能系统

92太阳能电池阵列的电压和功率与电流的关系曲线如图8-2。功率曲线在最大功率点（MaximumPowerPoint--MPP）附近较陡，对应的电流为IMMP。图8-2太阳能阵列电压和功率与电流之间的关系需要MPPT（最大功率点跟踪）控制。特定的电压电流特性取决于光伏电池的照射和温度。8.2太阳能系统

93图8-3太阳能光伏并网发电系统典型的太阳能供电系统结构如图8-3，通过太阳电池阵列的光电转换，将太阳能转变成电能，再由功率变换器转换成用户所需的电源形式。还有其它形式。8.2太阳能系统

94图8-4采用三相中点钳位的三电平逆变器光伏并网接口（单桥臂）多电平逆变器非常适合作为PV阵列连接到电网的接口，很容易地设置直流输入电压的各种级别。电平数量越多，输出电压的电能质量越高。图8-4显示了三相三电平逆变器的一个桥臂。8.2太阳能系统

95图8-5H桥单相逆变器的光伏并网接口图8-5描述了一个单相级联H桥逆变器，每个桥单元由一个PV阵列提供电能。可以连接成三相逆变器。在PV应用中有各种类型的逆变器与直流-直流变换器。其中一些逆变器与直流-直流变换器是专门为PV应用。8.3风能系统96除了水力发电之外，风力发电的发电能力高。风力发电机的空气动力功率用Pa来表示，即从风能中获得的能量kρ表示空气密度，cp是功率系数，依赖于叶片的俯仰角，A是被风叶扫过的区域，vw是风速。功率系数很大程度上取决于叶尖速比kv

，被定义为其中vt表示叶片尖端的线速度。（8-1）（8-2）8.3风能系统97图8-6显示了功率系数和叶尖速比的典型关系。叶尖速度应该随风速变化而变化，使叶尖速比kv保持最佳的数值kvopt。图8-6典型风机的功率系数与叶尖速比关系8.3风能系统98一个典型的变速风力发电系统的输出功率与风速关系见图8-7。应保持最佳的叶尖速比。图8-7典型风力发电机系统的输出功率与风速的关系采用桨叶角度调节降低风能捕获能力，而在没有桨叶角度调节时，采用主动失速控制来限制。8.3风能系统99分为定转速运行与可变速运行两种方式。若采用交流鼠笼感应发电机，定速，风机的转速实际上仅在电机的转差范围内变化，也就几个百分点。图8-8带有感应发电机的风力发电系统（软起动器未示出）风叶变桨距角控制或主动失速控制限制了高速输出功率。启动时，采用了软起动。系统如图8-8。8.3风能系统100通过MPP跟踪和控制有功和无功功率的情况下，对发电功率进行调节。有两种方案：直接输出型风力发电系统和双馈型风力发电机系统。如图8-9。图8-9两种风力发电机系统a）带有电励磁同步发电机和变频器的风力发电系统b）双馈感应风力发电机系统8.3风能系统101矩阵变换器开始出现在简单小功率住宅风能系统中。作为永磁同步发电机和电网之间的接口，在无齿轮箱的情况下，假设发电机电压足够高，其原理如图8-10。图8-10带有永磁同步发电机和矩阵变换器的风力发电系统8.4燃料电池能源系统

102燃料电池是一种将储存在燃料和氧化剂中的化学能直接转化为电能的装置。单个电池0.6～0.7V电压，多个构成电池组（电堆）。如图8-11所示，如果燃料电池电压低，则用升压变换器、电压源逆变器，输送给电网。图8-11用于分布式发电的