【《小型化频变耦合的高次模抑制带通滤波器设计案例》3900字】

小型化频变耦合的高次模抑制带通滤波器设计案例目录TOC\o"1-3"\h\u20802小型化频变耦合的高次模抑制带通滤波器设计案例 1108001.1引言 1318271.2小型化频变耦合QMSIW滤波器 26001.2.1折叠平行耦合刻蚀线QMSIW滤波器的设计与分析 23641.2.2仿真与测试结果 4321181.3小型化频变耦合的高次模抑制EMSIW滤波器 6223901.3.1加载短路对称支节EMSIW滤波器的设计与分析 6290031.3.2仿真与测试结果 10137591.4小结 111.1引言由于微波谐振腔的多模特性，单个腔体可以传输多个模式。引入特定的结构可能会扰动其电场分布与腔体间耦合，相应产生寄生耦合。它严重降低了SIW滤波器的阻带性能，并且在通带附近发生了寄生谐振[62]。由于EMSIW中频变结构引起的谐波效应，TE102，TE201和TE202高次模式之间会发生耦合[81]。可在馈线侧加载一对开路短截线用于抑制不需要的高次模。本章采用第二章的耦合矩阵综合程序设计实现了QMSIW和EMSIW二阶滤波器。对于提出的频变耦合结构，结合理论参数，通过仿真分析不连续结构处的详细参数。最终在设计频率点处产生尖锐度高达-72dB和-56dB的额外传输零点。采用前面提到的模式切片技术，在不降低滤波器性能的情况下，在单层基板上将电路尺寸缩小至25％，12.5％，以此实现滤波器的小型化。同时，在馈线端加载四分之一波长开路短截线，所加载的短截线在寄生谐振点等效为带阻滤波器，以此抑制高次模(TE102，TE201和TE202)耦合。最终实现近8.09GHz(2.44f0)的-20dB阻带抑制。以下各节将讨论设计过程，仿真和实测结果。1.2小型化频变耦合QMSIW滤波器1.2.1折叠平行耦合刻蚀线QMSIW滤波器的设计与分析频变结构由两条对称平衡耦合折线组成，蚀刻在电路的顶层，如图1.1所示。该结构位于两腔之间，耦合线两端互相平行且处于电场最强处，产生了电耦合，磁耦合窗口的宽度控制磁耦合强度。因此，通过引入混合耦合的形式产生频变。图1.1腔体之间表面刻蚀结构当SIW谐振腔以TE101模式工作时，谐振腔中的场分布是对称的。基于该特性，按前几章所示的方式切割SIW谐振腔，使滤波器实现小型化。介质基板采用RogersRT/Duroid5880，相对介电常数εr=0.2，厚度h=0.508mm，介电损耗正切角为0.0009。图1.2QMSIW带通滤波器结构图频变耦合QMSIW带通滤波器结构如图1.2所示。设计滤波器中心频率8GHz，传输零点位于12GHz，带宽1.8GHz。根据设计指标，基于2.2节提取频变的方法，利用MATLAB综合优化所需频变耦合矩阵，最终得到如(1.1)式的耦合矩阵： (1.1)将耦合矩阵反归一化得到耦合系数，为了精确设计指标，针对滤波器的不同参数推导其归一化的阻抗特性K/Z0和耦合系数kij，如式(1.2)和式(1.3)所示。归一化阻抗逆变器K/Z0将在特定频率点为零，即是传输零点的位置。其中，K表示阻抗转换器；Z0是SIW腔体的特性阻抗；Z21是开路转移阻抗；f1和f2是两个谐振腔耦合后的谐振中心频率，它们的值略低于单个腔体的主模谐振频率。 (1.2) (1.3)图1.3QMSIW滤波器不同参数下归一化阻抗特性曲线如图1.3所示，调节LS的长度或磁耦合窗口g0的宽度，电耦合或磁耦合会相应地发生变化，通过调节不同的物理尺寸下，可以控制混合耦合强度为正或负。其中，归一化阻抗曲线与零轴交点是传输零点的位置。随着LS和g0的增加，传输零点的位置朝着低频偏移。当WS增加时，曲线的斜率减小，传输零点的位置向高频移动。图1.4耦合系数随相关参数LS的变化(a)WS(b)L5/L6在同步调谐下，两个本征谐振频率相同，耦合系数如式(1.3)，从表达式看，耦合系数有正负之分。但在设计滤波器时，正负是相对的。当两种耦合形式相位相反时，可以定义其中一个为正耦合，另一个负耦合。两腔之间的耦合性质根据实际物理结构的电场和磁场相对强弱判断，可以分为电耦合和磁耦合。一般定义磁耦合为正耦合，电耦合为负耦合。QMSIW滤波器中心频率下的耦合系数随不同的电路参数变化如图1.4所示。显然，随着LS的增长，耦合系数会增大。在固定LS尺寸下，随着WS的增宽，耦合系数曲线的斜率增大，其绝对值也增大。L5和L6比值增大，在斜率几乎不变的同时，曲线会向上平移，耦合强度稍微减小，通过比值可以用来微调腔体间的耦合强度。通过以上详细的参数分析，可以确定滤波器频变结构的初始尺寸，但是最终的尺寸仍然可能需要进一步的优化。1.2.2仿真与测试结果根据设计指标和上一节的讨论，确定滤波器初始尺寸，采用非对称的馈线结构，用50Ω微带线直接连接四分之一模腔体。满足漏波条件的SIW金属通孔直径为0.6mm，间距为0.95mm。经过仿真优化QMSIW滤波器的具体尺寸如下：馈线宽度W0=1.5mm；谐振腔宽度L1=9.1mm，长度L2=7.61mm；相邻谐振器之间耦合窗口控制变量g0=0.3mm；频变耦合结构各长度尺寸LS=1mm，L3=0.8mm，L4=0.8mm，L5=2.5mm，L6=0.4mm，宽度尺寸WS=0.3mm，W1=0.2mm；耦合线间距g1=0.2mm。图1.5QMSIW滤波器加工实物图利用Agilent8722ES网络分析仪对加工的滤波器进行测试，耦合矩阵曲线、仿真曲线与实测曲线进行比较，如图1.6所示，结果显示实测与仿真结果良好吻合，传输零点位置吻合程度优良，并且在传输零点12GHz处尖锐程度达到-70dB。滤波器整体尺寸为19.82ⅹ20.1mm2(0.43ⅹ0.44λg2)。实测滤波器通带中心频率7.95GHz，3dB带宽为1.7GHz。通带内插入损耗大于-1.59dB，回波损耗大于13.18dB。实测传输零点实际位置11.91GHz，与设计位置较吻合，但仍存在一定偏移，根据图1.3所示，当LS=1.2mm时，传输零点位置向低频偏移约1GHz，根据比例推算存在约0.018mm的加工误差。回波损耗误差较大，主要是馈电端口与测量所使用的SMA接头焊接问题，没有达到良好的阻抗匹配所导致。图1.6QMSIW滤波器的散射参数结果对比1.3小型化频变耦合的高次模抑制EMSIW滤波器由于谐振腔的多模特性，与传统的平面滤波器[82-83]相比，SIW腔体结构本身难以实现较宽的阻带抑制，一定程度上限制了SIW滤波器的应用。为此，众多学者们对带外抑制进行深入的研究。通过引入传输零点，在阻带产生较大的损耗，是提高带外抑制的一种方法。上一节的讨论，可以看出引入频变结构可以很好地实现额外的传输零点，并且调节耦合窗的尺寸和频变结构的大小，可以控制传输零点的位置，提高选择性。频变结构本身也可以一定程度上抑制某些高次模的影响，但是对于更高频率的模式不能很好的抑制[62]。在前面一节的基础上，通过加载开路短截线，设计一款具有频变耦合的高次模抑制滤波器，实现较宽的带外抑制。1.3.1加载短路对称支节EMSIW滤波器的设计与分析滤波器电性能指标如下：中心频率3.4GHz，带宽500MHz，有限传输零点位于上阻带6.4GHz。通过沿着磁耦合线对QMSIW进一步切分，可以得到EMSIW的腔体结构。如图1.7所示，两个八分之一模腔体间引入频变结构，用来抑制TE102(TE102)或TE202的模式影响[13]。但是，它不能同时抑制两个高次模。为了提高滤波器带外抑制特性和选择性，在馈线两端加载了四分之一波长开路短截线，用来抑制高次模的影响。图1.7QMSIW带通滤波器结构图根据设计指标，利用MATLAB软件对频变耦合矩阵进行综合优化，得到QMSIW带通滤波器的耦合矩阵(1.4)式： (1.4)根据公式(1.5)-(1.7)可以计算SIW腔体在TE模式下的谐振频率。 (1.5) (1.6) (1.7)其中，c是真空中光速，εr和μr是介质基板的相对介电常数和磁导率，模式指数m、n分别表示场沿着x轴(宽壁)、z轴(窄壁)的半驻波数，a和l分别代表谐振腔的宽度和长度，其尺寸相同等于123.8mm。金属通孔的尺寸d=0.6mm，金属通孔中心间距p=0.95mm。根据(1.5)式计算出SIW腔体的模式谐振频率，其中主模(TE101模)工作频率为3.845GHz，高次模TE102或TE201工作频率在6.079GHz，TE202模工作频率在7.689GHz。图1.8给出了加载/未加载开路短截线的S21仿真结果，由图可以看出仿真得到的高次模频率与数值计算结果基本吻和，加载开路短截线的S21曲线在阻带得到很高的抑制，阻带的抑制低于-40dB。图1.8有/无开路短截线的S21对比如图1.9所示，提取EMSIW腔体在不同频率下的归一化阻抗，曲线与零轴交点是传输零点的位置。通过调节LS、磁耦合窗口g0、以及WS的物理尺寸，可以控制耦合强度，其中g0主要控制磁耦合，频变结构参数LS和WS主要控制电耦合。由图可知，随着LS增加，曲线斜率减小，传输零点的位置朝着低频偏移。当WS增加时，曲线的斜率减小，传输零点的位置向高频移动。耦合窗口g0增大，电耦合量会相应增加，曲线斜率增大，传输零点位置向高频移动。图1.9EMSIW滤波器不同参数下归一化阻抗特性曲线图1.10耦合系数随相关参数LS的变化(a)WS(b)L5/L6由式(1.3)提取中心频率下的耦合系数，EMSIW滤波器的耦合系数随不同的电路参数变化如图1.10所示。与图1.4对比，可以发现EMSIW滤波器耦合系数曲线为正斜率，说明EMSIW频变耦合部分磁耦合较强，而QMSIW耦合系数曲线为负斜率，则电耦合占主导地位。由图1.10看出：①随着LS的增长，耦合强度会减小；②随着WS的增宽，提取出的耦合系数曲线的斜率会由正变负，说明电耦合强度会随着WS而增大；③L5和L6比值增大，耦合系数曲线斜率几乎不变，曲线会向下平移，耦合强度增大。以上分析可以得知，调节WS可以调节电耦合强度，L5和L6比值、LS可以用来微调腔体间的耦合强度。1.3.2仿真与测试结果根据上节分析，由耦合矩阵(1.4)确定EMSIW滤波器初始尺寸之后，对参数进行优化，得到最终尺寸：频变结构LS=1mm，WS=0.4mm，L3=0.85，L4=1.9，L5=2.8，L6=1，g1=0.3，W1=0.2；腔体尺寸L1=19mm，L2=18.9；馈线宽度W0=1.8mm；耦合窗口宽度g0=2.05mm，开路短截线长度Lb=1.5mm，宽度Wb=1mm。滤波器加工实物如图1.11所示。图1.11EMSIW滤波器加工实物图计算上述参数包括馈线在内的滤波器结构整体尺寸为43.8ⅹ29mm2(0.23ⅹ0.15λg2)。用网络分析仪对加工实物测试，理论综合曲线、仿真曲线与实测曲线对比如图1.12所示。仿真结果显示该滤波器实现了较好的低插损、宽阻带相响应，阻带抑制在-40dB以下。实测滤波器中心频率为3.31GHz，3dB带宽为440MHz(13.3%)，通带内插入损耗最差为-1.69dB，回波损耗大于-11.18dB。其在-20dB的阻带宽度为8.09GHz(2.44f0)，实测传输零点为6.23GHz，与仿真和综合传输零点位置较吻合。通过测试，证明减小滤波器尺寸的同时，引入的额外传输零点提高了所设计滤波器的阻带抑制，加载的对称开路短截线使设计滤波器具有较宽的阻带。图1.12EMSIW滤波器