《电子通信系统》-第四章

４.１音频输入部分

对于教学实验项目中无线电发射机来说，音源也就是信源，也就是我们常说的音频信号，人耳朵所能听到的声音信号皆称为音频信号。音频信号是（Ａｕｄｉｏ）带有语音、音乐和音效的有规律的声波的频率及幅度变化信息的载体。根据声波的特征，可把音频信息分类为规则音频和不规则声音。其中规则音频又可以分为语音、音乐和音效。规则音频是一种连续变化的模拟信号，可用一条连续的曲线来表示，称为声波。根据第２章给出的教学实验项目，无线电广播系统主要分为两大部分，即发射机部分和接收机部分，现在来看发射机部分中音频输入部分，如图４－１所示。返回４.２实验子项目的引入

由图４－１附带的波形图可以看出，声音信号的频率较载波的频率比起来要低很多，也就是在模拟电子技术中研究的低频信号，在本书中的术语称为调制信号或基带信号。如果不用上面提到的载波进行调制处理，语音能否直接通过天线进行无线发射呢？上一章中我们已经完成了发射机的载波电路设计工作，本章我们要完成发射机音频信号的输入电路设计工作。音频信号的输入主要分为语音输入和音源输入两种，如图４－２和４－３所示。图４－２为语音输入，需要麦克风，利用麦克风来完成广播员语音信号的放大。图４－３为音源输入，例如用ＭＰ３、ＭＰ４作为音源，通过音频线将信号送给无线电发射机进行调制发射，本实验子项目主要是利用音源输入的电路来设计调制信号输入电路。发射机所接收的都是频率范围主要在３００～３４００Ｈｚ的低频电信号，图４－２是由麦克风把广播员的声音信号转换成电信号，然后通过调制技术发射机来实现的，而图４－３是音频信源设备直接输出的音频电信号，例如可以把手机的耳机插孔输出的信号直接输入到无线电广播发射机。下一页返回４.２实验子项目的引入

４.２.１音频信源输入的电路设计（实验子项目电路设计）音频信源输入主要指能直接作为音频电子设备的输出接到无线电发射设备上，这里的音源电信号是具有一定幅度的低频调制信号，或称为基带信号，这里一般指ＣＤ、ＭＰ３等电子设备通过音频输出端输出的音频电信号。电子通信系统的目的也就是将这些不适于直接发送的低频信号通过调制技术装载到高频载波上再通过天线进行发射。教学实验项目中主要就是解决电子设备音频输出端口输出的音频信号的无线发射问题，就是图４－２、图４－３所示的调制信号或基带信号部分。图４－４是用电子设备的音源输出信号直接作为调制信号（基带信号）并直接对载波进行调制。此类音频输入电路设计比较简单，将音频信号直接加到调制器的输入端。上一页下一页返回４.２实验子项目的引入

４.２.２语音输入的电路设计由于语音信号属于声波信号，必须通过麦克风将其转换为电信号才能去调制载波，麦克风一般带有放大器才能得到符合要求的调制信号（或称为基带信号），带有放大器的麦克风框图如图４－５所示。音频放大器电路属于模拟电子电路，同学们可以复习模拟电子技术中的运算放大器部分，这里不再复述。上一页返回４.３调制技术

上一小节主要讲的是音源作为调制信号的输入处理电路，属于模拟电子技术部分，但要想将这样的音源调制信号通过无线发送设备发射出去，还必须通过调制技术将其加载到载波上才能够实现。调制技术是通信电子电路的核心技术，之前涉猎的所有知识内容都是为这项技术服务的，对于无线通信，根据电磁波理论知道，只有天线实际长度为电信号波长的十分之一至四分之一范围时，电信号才能以电磁波形式最有效地辐射出去，这就要求原始电信号必须有足够高的频率，但一般的音频信号频率都较低，所以要利用调制技术将低频的音频信号加载到高频载波上进行无线传输。为了实现大容量、远距离的信息传输，频谱的搬移和变换是必需的。通信系统中实现频谱的搬移和变换的方法称为调制，实现调制的电路叫作调制电路（调制器），通信系统中调制的模型如图４－６所示。下一页返回４.３调制技术

调制技术从理论上讲就是频谱搬移和变换，频谱的搬移又分为频谱的线性搬移，是指信号频谱在搬移前和搬移后所占用的频带宽度不发生变化，即信号频谱不失真地从一个频段搬移到另一个频段。这种线性搬移主要是指振幅调制。频谱的变换又称为频谱的非线性变换，非线性变换是指变换前与后所占用的频带宽度发生了变化。实现频谱非线性变换的主要方法是角度调制。在通信系统中，由原始的信息（如语言、音乐和数据等）转换成的电信号通常为低频频带信号，例如音乐信号所占用的频带范围为２０～２０×１０３Ｈｚ。音乐电信号称为调制信号，用ｕΩ

（ｔ）表示，其角频率用Ω表示，频率用Ｆ表示。未受调制的高频振荡信号称为载波，用ｕｃ（ｔ）表示，其角频率和频率分别用ωｃ和ｆｃ表示。受调制后的振荡波称为已调波。上一页下一页返回４.３调制技术

根据前面所述，调制方式分为振幅调制和角度调制，其中角度调制又分为频率调制和相位调制。根据调制方式的不同，已调波分别用ｕＡＭ（ｔ）表示普通调幅已调波、ｕＤＳＢ（ｔ）表示双边带调幅已调波、ｕＳＳＢ（ｔ）表示单边带调幅已调波、ｕＦＭ（ｔ）表示调频已调波、ｕＰＭ（ｔ）表示调相已调波。上一页下一页返回４.３调制技术

４.３.１振幅调制技术通信系统中实现频谱线性搬移的方法主要有振幅调制技术。振幅调制是用调制信号ｕΩ（ｔ）控制高频载波ｕｃ（ｔ）的振幅，使高频载波振幅按调制信号的规律变化。振幅调制的实质是将ｕΩ

（ｔ）的频谱线性地搬移到载波频率ωｃ的两侧。幅调制又分别有以下几种方式：振标准振幅调制（又称为普通调幅）ＡＭ、抑制载波的双边带调制（又称为双边带调制）ＤＳＢ、抑制载波的单边带调制（又称为单边带调制）ＳＳＢ、残留边带调制ＶＳＢ。上一页下一页返回４.３调制技术

１.标准振幅调制技术１）标准振幅调制的基本原理与表达式ＡＭ波的特点是高频载波的振幅随调制信号的变化规律而变化，因此经过一个单一频率调制后的载波（已调信号）就不再是等幅的正弦信号了，如图４－７所示。假设调制信号为单一频率的余弦电压，即式（４－１）所示：ｕΩ（ｔ）＝ＵΩｍｃｏｓΩｔ（４－１）式中，ＵΩｍ为调制信号的振幅；Ω为调制信号的角频率，Ω＝２πＦ，对应图４－７最上面的信号波形。上一页下一页返回４.３调制技术

载波信号如式（４－２）所示：ｕｃ（ｔ）＝Ｕｃｍｃｏｓωｃｔ（４－２）式中，Ｕｃｍ为载波信号的振幅；ωｃ为载波信号的角频率，ωｃ＝２πｆｃ，要求ωｃ≫Ω。没有经过调制的载波是高频等幅正弦波，对应图４－７中间的信号波形。进行振幅调制后，载波电压的振幅ｕＡＭ（ｔ）随ｕΩ

（ｔ）改变，ｕＡＭ（ｔ）中的变化部分与ｕΩ（ｔ）成正比，则已调波ＡＭ的表达式如（４－３）所示：ｕＡＭ（ｔ）＝Ｕｃｍ（１＋ｍａｃｏｓΩｔ）ｃｏｓωｃｔ（４－３）式中，ｍａ称为调幅系数（或调幅指数、调幅度），它表示载波电压的振幅在调制过程中变化的程度，对应图４－７最下面的信号波形。上一页下一页返回４.３调制技术

由式（４－３）和已调信号ｕＡＭ（ｔ）的波形可以看出，已调信号波形的疏密程度与未调载波的疏密程度是一样的，但其振幅ｕＡＭ（ｔ）随ｕΩ（ｔ）变化。将已调信号ｕＡＭ（ｔ）每个波形顶点用一条虚线连起来，这条虚线称为振幅包络，包络的形状反映了调制信号ｕΩ（ｔ）的变化规律，表明ｕΩ

（ｔ）的信息已经被已调信号所携带。为了使已调信号不失真，ｍａ应小于１，取值范围是０＜ｍａ≤１。由于ｍａ是调制信号与载波信号的电压幅度比，不能产生负值，所以只有ｍａ＞１这种情况，称为过调失真。上一页下一页返回４.３调制技术

２）普通调制ＡＭ波的频谱与带宽将ｕＡＭ（ｔ）的表达式展开，得式（４－４）：单一频率进行普通调幅时，调幅波ｕＡＭ（ｔ）的频谱由三个不同频率的高频分量组成：载波频率分量ωｃ、上边频分量ωｃ＋Ω和下边频分量ωｃ－Ω。可见调幅的过程是将调制信号的频率Ω的频谱线性地搬移到载波频率ωｃ附近，对称地排列在ωｃ的两侧，称为上边频和下边频，上、下边频的幅度均为１/２ＵΩ频谱，如图４－９所示。上一页下一页返回４.３调制技术

图４－９（ａ）为单一频率调制信号（基带信号）的频谱，而其ＡＭ调制双边带频谱（已调波频谱）如图４－９（ｂ）所示。由图４－９（ｂ）可以看出，调制信号ｕＡＭ（ｔ）的频带宽度计算如式（４－５）所示：ＢＷＡＭ（单频调制）＝ωｃ＋Ω－（ωｃ－Ω）＝２Ω（４－５）式（４－５）中的ＢＷＡＭ代表单一频率普通调幅波的频带宽度，常称为信号带宽，式（４－５）主要是为计算普通振幅调制带宽而给出的单频普通调幅信号带宽的计算公式，要求发射机调制之后的所有电路、信道和接收机前置放大电路的带宽具备大于或等于带宽ＢＷＡＭ，才能够使调幅已调波的传输波不会受到信道的影响。上一页下一页返回４.３调制技术

在实际生活中所遇到的调制信号ｕΩ（ｔ）并非是单一频率的正弦信号，而是由许多频率分量组成的复杂信号。如人的语音信号（调制信号或基带信号）主要能量的频带范围为３００～３４００Ｈｚ，所以这里计算频带宽度时主要就是考虑语音频段上限３４００Ｈｚ，调制后上、下边带也对称分布在ωｃ两侧，实际调制的波形如图４－１０所示。由图４－１１（ａ）给出音频实际信号频谱，而其ＡＭ调制双边带频谱如图４－１１（ｂ）所示。由图４－１１（ｂ）可以看出，调制信号ｕＡＭ（ｔ）的频带宽度如式（４－６）所示：ＢＷＡＭ（实际信号调制）＝ωｃ＋Ωｍａｘ－（ωｃ－Ωｍａｘ）＝２Ωｍａｘ（４－６）式中，Ωｍａｘ是调制信号的最高角频率。可见，已调信号的频带宽度至少是调制信号的两倍。上一页下一页返回４.３调制技术

３）普通调制ＡＭ的功率计算由于调幅已调波ｕＡＭ（ｔ）的振幅是变化的，根据功率计算公式可得调幅波的瞬时功率也是变化的。从未来简化计算和容易理解的角度出发，这里仅讨论调制信号是单一频率时的调幅已调波ｕＡＭ（ｔ）在负载ＲＬ上产生的几个特定的功率参数，以比较调幅波中信息能量在总能量中所占的比例。载波功率上、下边频和总功率如式（４－７）～式（４－１０）所示：上边频（或下边频）功率为：上一页下一页返回４.３调制技术

上、下边频功率和为：标准调制的总功率为：通常一般的调幅广播在传送语音或音乐信号时，平均调幅系数为ｍａ≈０.３，采用该调幅系数形成的调幅已调波，其不含信息的载波功率Ｐｃ占到调幅波总功率的９５％，而含有信息的边频功率仅占５％。即使调幅时的调幅系数ｍａ＝１，ＡＭ波总功率ＰＡＭ＝１.５Ｐｃ（Ｐｃ为不含信息的载波功率），这时含有信息的两个边频分量占ＡＭ波平均功率的３３％，而６７％是不含信息的载波功率。上一页下一页返回４.３调制技术

由上面的计算公式和信息所占频谱的位置可以想象出在发射机中去掉载波，发射２个边频分量，就可以把信源信号的信息送到接收端，这种调制技术称为抑制载波的双边带调幅ＤＳＢ，从发射机的角度来看，这种方式能节省发射机的大部分功率。实际上这种双边带调幅还能进一步改进，由于两个边频携带的信源信息完全一样，所以发射机只需发射一个边频也可将信源信号的信息无失真地送到接收端，这种调制技术称为抑制载波的单边带调幅（ＳＳＢ），这种单边带调幅方式不仅能节省发射机的大部分功率，还能节省一半的带宽。上一页下一页返回４.３调制技术

４）ＡＭ调制电路模型式（４－３）、式（４－４）给出了ＡＭ调制的原理分析，通过三角函数的变换推导，ＡＭ调制电路模型可以用图４－１２表示其调制过程，它由一个模拟乘法器和加法器组成。模拟乘法器完成频谱变换的作用，加法器提供输出电压ｕＡＭ（ｔ）中的载频分量，图中Ｋｍ是乘法器的乘积常数。上一页下一页返回４.３调制技术

２.抑制载波的双边带调幅技术ＤＳＢ在ＡＭ普通调幅波功率计算式（４－７）～式（４－９）中可以得出，在ｍａ＝１的情况下，不含调制信号载波分量的功率，竟然占到了ＡＭ波平均功率的绝大部分。如果能将载频分量去掉，同时能把信源信息无失真地传送到接收端，这样就可以大大提高发射设备的功率利用率，降低无用功耗，由此得到的振幅调制就是抑制载波的双边带振幅调制ＤＳＢ。上一页下一页返回４.３调制技术

单一频率调制信号调制时，ＤＳＢ波的数学表达式如式（４－１１）所示：ｕＤＳＢ（ｔ）＝ＫｍｕΩ

（ｔ）·ｕｃ（ｔ）＝ＫｍＵΩｍＵｃｍ·ｃｏｓ（ωｃｔ）·ｃｏｓ（Ωｔ）＝１／２ＫｍＵΩｍＵｃｍ［ｃｏｓ（ωｃ＋Ω）ｔ＋ｃｏｓ（ωｃ－Ω）ｔ］（４－１１）式中，Ｋｍ是图４－１２中乘法器的乘积常数，同时也是乘法器的放大倍数。实现ＤＳＢ调制的典型电路模型就是模拟乘法器的直接应用，如图４－１３所示。上一页下一页返回４.３调制技术

这里要注意与图４－１２的差别，它是直接用ｕΩ（ｔ）和ｕｃ（ｔ）相乘，则可以画出单一频率调制时ｕＤＳＢ（ｔ）的时域波形，如图４－１４所示，图中已调波ｕＤＳＢ（ｔ）的波形并不直接反映ｕΩ（ｔ）的变化规律，所以不能用普通调幅波的包络检波法对其直接进行解调，但在其频谱中仍保持着振幅调制所具有的线性频谱搬移特征；其次，当调制信号ｕΩ

（ｔ）过零时，将引起高频振荡电压的相位发生１８０°的突变，这对通信来说是不利的。因为ＤＳＢ调制仅仅是抑制掉了ＡＭ波中的载波分量，其上、下边频（边带）在频谱中的相对位置并没有变化，所以ＤＳＢ波的频带宽度与ＡＭ波一样。上一页下一页返回４.３调制技术

３.抑制载波的单边带调幅技术ＳＳＢ实际上，在ＤＳＢ信号所显示的频谱图中可以看出，ＳＳＢ上、下两个边带所携带的是完全相同的信息，其频谱也和基带信号的频谱一模一样。为了进一步节省发送功率，减小占用的频带宽度，提高波段利用率，可以只发送单个边带的信号。这种既抑制掉载波，同时又去掉了一个（上或下）边频（带）的振幅调制称为抑制载波的单边带调制ＳＳＢ，所以单边带调幅进一步还可划分为上边带调制和下边带调制。上一页下一页返回４.３调制技术

调制信号为单一频率调制时，ＳＳＢ信号的数学表达式为式（４－１２）、式（４－１３）：上边频带：ｕＤＳＢ上（ｔ）＝１／２ＫｍＵΩｍＵｃｍｃｏｓ（ωｃ＋Ω）ｔ（４－１２）下边频带：ｕＤＳＢ下（ｔ）＝１／２ＫｍＵΩｍＵｃｍｃｏｓ（ωｃ－Ω）ｔ（４－１３）从这个数学表达式可以看出，单一频率调制时的ＳＳＢ信号时域波形是一个振幅与ＵΩｍ成正比的正弦波。如果调制信号是个频带信号，则ＳＳＢ信号是幅度和频率均改变的波形。其单频调制波形如图４－１５所示，实际音频调制频谱如图４－１６所示。上一页下一页返回４.３调制技术

由图４－１６可以看出ＳＳＢ波的频带宽度仅为ＡＭ波和ＤＳＢ波的一半，即式（４－１４）所示：ＢＷＳＳＢ＝Ωｍａｘ－Ωｍｉｎ（４－１４）ＳＳＢ信号产生的方法有滤波法和移相法两种。滤波法是从频域的角度考虑来获得ＳＳＢ信号，电路模型如图４－１７所示。其频谱经过滤波器的过程可参看图４－１６，上边带选用高频带通滤波器，下边带采用低频带通滤波器。利用滤波法产生单边带ＳＳＢ的过程是由乘法器先得到ＤＳＢ信号，再用高频带通滤波器从ＤＳＢ信号中取出一个边带信号而抑制另一个边带信号。由于两个边带中间间隔的频率范围通常很窄，这就需要具有很陡峭过渡带的带通滤波器，以保证有用边带的信号不失真地通过而抑制掉另一个边带。上一页下一页返回４.３调制技术

滤波法获得ＳＳＢ信号的思路是最简单的，但实际上需要锐截止滤波器才能实现，这在实际的模拟电路中是很不易做到的。移相法是从时域的角度来获得ＳＳＢ信号的，电路模型如图４－１７（ｂ）所示，由两个乘法器、两个９０°的移相网络和一个加法器（或减法器）组成。取ｕΩ

（ｔ）＝ＵΩｍｃｏｓ（Ωｔ），乘法器Ⅰ输出为ｕΩ１（ｔ），乘法器Ⅱ输出为ｕΩ２（ｔ），有：ｕΩ１（ｔ）＝ＫｍＵΩｍＵｃｍ·ｃｏｓ（ωｃｔ）·ｃｏｓ（Ωｔ）＝１／２ＫｍＵΩｍＵｃｍ［ｃｏｓ（ωｃ＋Ω）ｔ＋ｃｏｓ（ωｃ－Ω）ｔ］（４－１５）ｕΩ２（ｔ）＝ＫｍＵΩｍＵｃｍ·ｓｉｎ（ωｃｔ）·ｓｉｎ（Ωｔ）＝１／２ＫｍＵΩｍＵｃｍ［ｃｏｓ（ωｃ－Ω）ｔ－ｃｏｓ（ωｃ＋Ω）ｔ］（４－１６）由式（４－１５）和式（４－１６）相加和相减后可分别得下边带表达式（４－１７）和上边带表达式（４－１８）。上一页下一页返回４.３调制技术

下单边带调制表达式：ｕＳＳＢＬ（ｔ）＝ｕΩ１（ｔ）＋ｕΩ２（ｔ）＝ＫｍＵΩｍＵｃｍｃｏｓ（ωｃ－Ω）ｔ（４－１７）上单边带调制表达式：ｕＳＳＢＨ（ｔ）＝ｕΩ１（ｔ）－ｕΩ２（ｔ）＝ＫｍＵΩｍＵｃｍｃｏｓ（ωｃ＋Ω）ｔ（４－１８）移相法的最大优点是省去了难以制作的高频锐截止带通滤波器，但是当ｕΩ（ｔ）是个频带信号时，要对ｕΩ

（ｔ）中每个频率分量都能准确地移相９０°的电路也是比较复杂的。在信号分析中，这种对频带信号均匀移相９０°的网络称为希尔伯特（Ｈｉｌｂｅｒｔ）网络。希尔伯特（Ｈｉｌｂｅｒｔ）网络属于较难理解的理论，先暂时记住，今后从事这方面研究时再深入钻研。单边带ＳＳＢ是一种比较常用的通信方式，主要优点是节省发射机功率，比ＡＭ和ＤＳＢ能节省一半的带宽，缺点是解调电路比较复杂、成本高，这种方式主要应用于军事、航海和业余通信等领域。上一页下一页返回４.３调制技术

４.残留边带调幅技术ＶＳＢ单边带传输信号具有节约一半频谱和节省功率的优点，但是付出的代价是设备制作非常困难。如用滤波法，则单边带的带通滤波器不容易得到陡峭的频率特性；如用相移法，则基带信号各频率成分不可能同时都做到９０ｏ的移相等。残留边带调制技术是先用调制信号ｕΩ

（ｔ）对载波ｕｃ（ｔ）进行ＡＭ调制，得到含上、下边带和载频的ＡＭ波，与ＳＳＢ调制方式不同的是后面接的滤波器。不同的滤波器得到不同的调制方式，上、下边带残留滤波器特性如图４－１８所示。如何选择残留边带滤波器的滤波特性使残留边带信号解调后不产生失真呢？从图４－１８（ａ）和图４－１８（ｂ）可以想象，如果解调后一个边带损失部分能够让另一个边带保留部分完全补偿，那么输出信号是不会失真的。上一页下一页返回４.３调制技术

因为这一小部分残留下来的下边带正好对应于调制信号的低频段，使对应于调制信号低频段的已调信号能量变大，如果在接收端使用方向相反的斜切滤波器，将增加的能量削掉，就可恢复成ＡＭ波，然后按ＡＭ解调的方式解调，即可恢复调制信号ｕΩ

（ｔ）。在广播电视系统中，为了降低电视接收机的成本，需要寻找一种带宽与ＳＳＢ信号接近，但是解调时又能采用ＡＭ解调方式的调制，广播电视系统中都采用的残留边带幅度调制ＶＳＢ。综上所述，振幅调制的过程就是频谱线性搬移的过程。从数学的角度上看，实现频谱搬移则必须在表达式中含有乘积项；从电路的角度上看，模拟乘法器或具有相乘功能的电路是频谱搬移的核心。比较ＡＭ、ＤＳＢ、ＳＳＢ和ＶＳＢ这几种调制方式的电路模型，不难发现，它们实现的方法是颇为相似的，其主要的功能电路都是相乘运算电路和滤波器。上一页下一页返回４.３调制技术

４.３.２振幅调制电路在目前无线电调幅发射机中，振幅调制的方法按功率电平的高低分为高电平调制电路和低电平调制电路两大类。普通调幅波的产生多用高电平调制电路。它的优点是不需要采用效率低的线性放大器，有利于提高整机效率，但它必须兼顾输出功率、效率和调制线性的要求。低电平调制电路的优点是调幅器的功率小，电路简单，用在双边带调制和低电平输出系统，如信号发生器等。上一页下一页返回４.３调制技术

１.高电平ＡＭ调制电路ＡＭ调制常用高电平调制电路，高电平调制是将谐振功率放大器与调制电路合在一起，在较大功率电平的基础上进行调制。其优点是电路结构简单，已调信号可直接达到发射功率的要求，有利于提高发射机的效率。根据调制信号注入调幅器方式的不同，分为基极调幅、发射极调幅和集电极调幅三种，常用的高电平调制电路有基极调幅、集电极调幅等。１）基极调幅电路基极调幅电路如图４－１９所示。由图可见，高频载波信号ｕｃ（ｔ）通过高频变压器Ｔ１加到晶体管ＶＴ基极回路上，低频调制信号ｕΩ（ｔ）也通过低频变压器Ｔ２加到晶体管基极回路上，Ｃｂ为高频旁路电容，用来为载波信号提供通路。在调制过程中，调制信号ｕΩ（ｔ）相当于一个缓慢变化的偏压（由于调制信号是低频，所以认为是缓慢变化），它使放大器ＶＴ的集电极脉冲电流的最大值Ｉｃｍａｘ和导通角θ按调制信号的大小而变化。上一页下一页返回４.３调制技术

２）集电极调幅电路集电极调幅电路如图４－２０所示。高频载波信号ｕｃ（ｔ）仍从基极加入，而调制信号ｕΩ（ｔ）加在集电极。Ｒ１、Ｃ１是基极自给偏压环节。调制信号ｕΩ（ｔ）与Ｅｃ串接在一起，故可将二者合在一起看作一个缓慢变化的综合电源ＥＣＣ（ＥＣＣ＝Ｅｃ＋ＵΩ）。所以，集电极调制电路就是一个具有缓慢变化电源的调谐放大器。在调制过程中，集电极电流脉冲的高度和凹陷程度均随ＵΩ的变化而变化，则Ｉｃ１ｍ也跟随变化，从而实现了调幅作用。经过调谐回路的滤波作用，在放大器输出端即可获得已调信号。上一页下一页返回４.３调制技术

２.低电平调幅电路低电平调幅电路可采用集成高频放大器产生调幅波，也可利用模拟乘法器产生调幅波，国产模拟乘法器有ＸＣＣ和ＭＣ１５９６Ｇ等型号，也可产生普通调幅波。ＭＣ１５９６Ｇ有两种形式，一种为金属圆壳封装型（有１０个管脚），另一种为双列直插型（有１４个管脚）。利用双列直插型的ＭＣ１５９６Ｇ产生普通调幅波的电路如图４－２１所示。其中管脚１和脚４之间接的５１ｋΩ电位器，用来调节调幅指数大小，从管脚１加入调制信号，从管脚１０加入载波信号，由管脚６通过０.１μＦ电容输出调幅信号。ＭＣ１５９６Ｇ的用途很广，它外接一些元器件既可构成产生普通调幅波的电路，也可构成产生抑制载波的双边带调幅波电路，还可构成同步检波电路以及构成混频器等。上一页下一页返回４.３调制技术

３.抑制载波双边带ＤＳＢ调幅波的产生电路产生抑制载波调幅波的电路采用平衡、抵消的办法把载波抑制掉，故这种电路叫抑制载波调幅电路或称为平衡调幅电路。实现这种调幅的电路很多，目前广泛应用的是二极管环形调制器，图４－２２（ａ）所示，该电路是由四个二极管环接构成。载波ｕｃ（ｔ）从变压器Ｔ１的原边接入，调制信号ｕΩ

（ｔ）则接到变压器Ｔ１的副边中点和Ｔ２的原边中点之间，变压器Ｔ２的副边输出已调信号。其等效电路如图４－２２（ｂ）所示。采用集成模拟乘法器来实现ＤＳＢ调制，则可使输出电压中的频谱更纯，工作频带更宽，而且可以省去变压器，使电路成本低，调整简便。ＭＣ１５９６集成模拟乘法器实现ＤＳＢ调制的电路如图４－２３所示。上一页下一页返回４.３调制技术

该电路还可以实现ＡＭ调制，在进行ＡＭ调制时，调节ＲＷ可使ｕｃ（ｔ）与一个直流电压叠加后送入ＭＣ１５９６的ｕｙ输入端１和４脚，这个直流电压的大小决定了输出端载波ｕｃ（ｔ）分量的大小。调节ＲＷ也可使直流电压为零，当１和４脚之间的直流电压为零时，这个电路实现的就是ＤＳＢ调制，其调制电路如图４－２３所示。可见在进行ＤＳＢ调制时，输出端载频泄漏可通过调节ＲＷ来消除。该电路的载波信号电压常取60ｍＶ，调制信号电压最大不超过300ｍＶ。上一页下一页返回４.３调制技术

４.３.３角度调制技术利用载波频率或相位变化来携带信息的调制称为角度调制，简称为调角，角度调制分为频率调制和相位调制两种，都是通信系统中广泛应用的调制方式。在调制中，载波信号的频率随调制信号而变，称为频率调制或调频，用ＦＭ（ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）表示；载波信号的相位随调制信号而变，称为相位调制或调相，用ＰＭ（ＰｈａｓｅＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）表示。无论是ＦＭ还是ＰＭ，已调信号的总相角都是随着调制信号而改变的。本小节中将以频率调制为主线，讨论角度调制中频率调制的工作原理和性质，以频率调制作为教学实验项目中发射机的调制技术，然后以对比的方式介绍相位调制的概念。上一页下一页返回４.３调制技术

１.频率调制技术ＦＭ在进行频率调制时，高频正弦载波ｕｃ（ｔ）的频率将不再是恒定不变的，而是随着调制信号幅度的大小变化而瞬时改变。当调制信号幅度增大时，瞬时频率随之增高；当调制信号幅度减小时，瞬时频率随之下降；当调制信号为零时，瞬时频率恢复到载波频率ωｃ。这里的载波频率ωｃ称为调频信号的中心频率。设调制信号为ｕΩ（ｔ），载波信号为ｕｃ（ｔ）＝Ｕｃｍｃｏｓ（ωｃｔ），则调频波的瞬时频率可以表示为式（４－１９）：ω（ｔ）＝ωｃ＋Δω（ｔ）＝ωｃ＋ｋｆｕΩ

（ｔ）（４－１９）其物理意义是：已调信号的瞬时角频率ω（ｔ）随着ｕΩ

（ｔ）的改变而改变，在ωｃ的基础上增加了一个与ｕΩ（ｔ）成正比的瞬时频率增量Δω（ｔ）＝ｋｆｕΩ（ｔ），Δω（ｔ）也叫作瞬时频率偏移量，简称为瞬时频偏；式中ｋｆ是比例常数，单位为ｒａｄ／（ｓ·Ｖ）。上一页下一页返回４.３调制技术

当ｕΩ

（ｔ）达到最高值时，瞬时频偏达到最大值，称为最大频率偏移，用Δωｍ表示，即式（４－２０）所示：Δωｍ＝ｋｆ

|ｕΩ

（ｔ）|（４－２０）式（４－２０）的物理意义是：调频技术中的载波角频率的最大偏移量必须大于Δωｍ。调频波的瞬时相位ϕ（ｔ）是瞬时角频率ω（ｔ）对时间ｔ的积分，即式（４－２１）所示：这样就可以得到调频波的数学表达式（４－２２）：上一页下一页返回４.３调制技术

若调制信号是单音信号ｕΩ（ｔ）＝ＵΩｍｃｏｓ（Ωｔ），则瞬时相位为式（４－２３）：其最大频偏为ｋｆＵΩｍ，将ｍｆ＝ｋｆＵΩｍ/Ω代入式（４－２３）得单音调制时调频波的表达式为：其中，ｍｆ称为调制指数。振幅调制的学习中，已知调幅系数ｍａ不能大于１，但是在频率调制中，ｍｆ可以是任意值。例如我国的调频广播，音频信号的最高频率Ｆ＝１５ｋＨｚ，频率调制的最大频偏设定为Δｆｍ＝７５ｋＨｚ，则调频指数ｍｆ＝最大频偏／音频信号的最高频率。上一页下一页返回４.３调制技术

调频技术的单频调制波形示意图如图４－２４所示，图４－２４（ａ）为单频调制信号，图４－２４（ｂ）为正弦高频载波信号，图４－２４（ｃ）为调频已调信号。由于多个频率同时存在的音频信号调频波形无法画出来，所以仅以单音频调制来观察已调波的疏密程度与音频信号的幅度对应关系。上一页下一页返回４.３调制技术

２调频波的带宽和功率１）调频波的带宽确定调频波带宽一般要分析频谱，需要进行傅里叶变换，如果调制信号ｕΩ

（ｔ）比较复杂，则变换是相当困难的，还需要用到ｎ阶第一类贝塞尔函数，所以这里不对调频波的频谱进行分析。为了使分析简捷，以单一频率信号作为调制信号。如果调制信号是频率复杂的信号，则取信号频带中最高频率分量的频率进行讨论，这样分析的结果就可认为单音调制调频波的频带宽度与复杂信号调频波频带宽度是一样的。为了便于直观地理解频率调制中频谱的变换，图４－２５绘出了几种ｍｆ值时调频信号的频谱图。观察图４－２５可以看出，边频的振幅随调制指数ｍｆ变化，ｍｆ越大，具有较大振幅的边频分量就越多。上一页下一页返回４.３调制技术

调频波有无穷多对边频，因此从理论上讲调频波占用的频带为无限宽。但是对于任意一个给定的ｍｆ值，高到一定程度的边频分量振幅已经小到可以忽略不计，滤除这些边频分量不会引起调频信号的波形产生明显的影响。因此，调频信号的实际带宽可以认为是有限的。确定带宽的准则是：高质量的通信系统，凡振幅小于未调载波振幅１０％的边频分量都可以忽略；一般通信质量的通信系统也可以取５％～１０％。余下来的边频分量就决定了调频波所占用的频带宽度。如果将小于未调载波振幅１０％的边频分量忽略不计，则调频波频带宽度ＢＷ，可由卡森公式（Ｃａｒｓｏｎ）近似求出，即为：ＢＷ≈２（ｍｆ＋１）Ｆ式中，Ｆ为调制信号的频率。频率调制根据ｍｆ的不同取值，又分为窄带调频和宽带调频。窄带调频时ｍｆ＜１，此时的带宽ＢＷ≈２Ｆ；宽带调频时ｍｆ≫１，ＢＷ≈２ｍｆＦ。上一页下一页返回４.３调制技术

２）调频波的功率调频信号在电阻ＲＬ上的平均功率是调制后的载频与各个边频分量在ＲＬ上的平均功率之和，所有的这些频率分量都是正弦函数。设未调载频的振幅为Ｕｃｍ，由于又要用到贝塞尔函数，不做复杂推导，直接给出计算公式，如式（４－２５）所示：ＰＦＭ＝Ｕｃｍ/ＲＬＰＣ（４－２５）调频波的平均功率ＰＦＭ与未调载波平均功率ＰＣ相等。平均功率与ｍｆ无关，ｍｆ的作用仅仅是使调频波中载波分量的功率下降，其减少部分在各个边频分量中进行分配。教学实验项目中的发射机子项目的核心就是调频技术的应用，在第３章已经根据振荡器原理设计了载波电路。上一页下一页返回４.３调制技术

３.相位调制技术ＰＭ调制信号ｕΩ（ｔ），高频载波ｕｃ（ｔ）＝Ｕｃｍｃｏｓ（ωｃｔ），采用相位调制技术时，调相信号的瞬时相角在未调载波相角ωｃｔ的基础上叠加了一个变化部分Δϕ（ｔ），Δϕ（ｔ）与ｕΩ

（ｔ）成正比，总的瞬时相角表达式如式（４－２６）所示：ϕ（ｔ）＝ωｃｔ＋Δϕ（ｔ）＝ωｃｔ＋ｋｐｕΩ

（ｔ）（４－２６）式中，比例常数ｋｐ的单位是ｒａｄ／（ｓ·Ｖ）；Δϕ（ｔ）＝ｋｐｕΩ（ｔ）叫作瞬时相角偏移，Δϕ（ｔ）的最大值叫作最大相移，也称为调相指数，用ｍｐ表示为：ｍｐ＝Δϕ（ｔ）|

ｍａｘ＝ｋｐ

|ｕΩ

（ｔ）|

ｍａｘ（４－２７）比较式（４－１９）和式（４－２６）可见，其差别就在于式（４－１９）是角频率表达式，而式（４－２６）是相位角表达式。上一页下一页返回４.３调制技术

同样给出调相波的表达式为：ｕＰＭ（ｔ）＝Ｕｃｍｃｏｓ［ωｃｔ＋ｋｐｕΩ

（ｔ）］（４－２８）由微积分和三角函数的知识可知，相角和角频率的关系就是微积分的关系，调相波的瞬时角频率是瞬时相角的导数。给出单音频调相信号的相关表达式如下：单音已调波表达式：ｕＰＭ（ｔ）＝Ｕｃｍｃｏｓ［ωｃｔ＋ｋｐＵΩ

ｍｃｏｓ（Ωｔ）］单音调相指数：ｍｐ＝ｋｐＵΩｍ单音瞬时角频偏：Δω（ｔ）＝ｋｐＵΩｍΩｓｉｎ（Ωｔ）单音最大角频偏：Δωｍ＝ｋｐＵΩｍΩ单音相位调制带宽：ＢＷ＝２（ｍｐ＋１）Ｆ单音相位调制的波形如图４－２６所示。上一页下一页返回４.３调制技术

无论ＦＭ还是ＰＭ，已调信号的瞬时频率和瞬时相位均随调制信号ｕΩ（ｔ）变化，它们都属于非线性频率变换电路，这是其共同点。它们的不同点如下：第一，ＦＭ调制的角频率与ｕΩ

（ｔ）成线性关系，由此产生的ϕ（ｔ）与ｕΩ

（ｔ）的积分成线性关系；ＰＭ调制的ϕ（ｔ）与ｕΩ

（ｔ）成线性关系，由此产生的ω（ｔ）与ｕΩ（ｔ）的微分成线性关系。第二，ＦＭ调制时Δωｍ与ＵΩｍ成正比，而与Ω无关；ＰＭ调制时Δωｍ与Ω成正比。第三，ｍｆ与Ω成反比，ｍｐ与ＵΩｍ成正比，而与Ω无关。图４－２７给出了ＦＭ和ＰＭ调制波形比较图。上一页下一页返回４.３调制技术

４.角度调制电路１）变容二极管直接调频电路变容二极管是利用半导体ＰＮ结的结电容随外加反向电压而变化这一特性制成的一种半导体二极管。它是一种电压控制可变电抗元件。用变容二极管实现调频，电路简单，性能良好，是目前应用最为广泛的一种调频电路。变容二极管的符号及其串联和并联的等效电路如图４－２８所示，其中Ｃｄ代表二极管的电容，Ｒｓ代表串联或并联的等效损耗电阻。由于二极管正常工作于反向状态，其损耗很小，故并联型的Ｒｓ一般很大，而串联型的Ｒｓ一般很小。上一页下一页返回４.３调制技术

变容二极管的电容Ｃ随着所加的反向偏压Ｕ而变化。图４－２９是用Ｃ－Ｕ特性测试仪对变容二极管进行实测所绘制的Ｃ－Ｕ特性曲线。由图４－２９可知，反偏压越大，则电容越小，由变容二极管的电容Ｃ和电感Ｌ组成ＬＣ振荡器的谐振电路，其谐振频率近似为在变容二极管上加一固定的反向直流偏压Ｕ偏和调制电压ｕΩ（ｔ），则变容二极管电容量Ｃ将随ｕΩ

（ｔ）改变，故振荡器的输出频率也随着发生了改变，如果改变的频率正好和调制信号ｕΩ（ｔ）存在一定的关系，那么这种频率的变化所构成的电路就是直接频率调制电路。上一页下一页返回４.３调制技术

下面我们给直接调频电路下一个定义：如果被控振荡器是ＬＣ振荡器，则调制信号ｕΩ

（ｔ）控制振荡回路中Ｌ或Ｃ的参数。典型的直接调频电路采用变容二极管，由ｕΩ

（ｔ）控制变容二极管的电容发生变化而改变频率。其电路模型如图４－３０所示。直接调频电路的优点是：结构简单，容易获得较大的频偏，实现宽带调频。其缺点是：主振荡器的频率是可变的，因而中心频率稳定度不高。变容二极管的直接调频电路如图４－３１所示，这是一个电感三点式ＬＣ振荡器，变容二极管的电容Ｃｊ作为谐振回路总电容接在三极管的ｂ和ｃ之间，这里将Ｃｊ作为谐振回路总电容使用的直接调频电路称为大频偏直接调频电路。Ｌ２为高频扼流圈，对频率很低的调制电压ｕΩ（ｔ）相当于短路，而对高频振荡电信号相当于开路。Ｃ１～Ｃ５对高频振荡电信号相当于短路，而对ｕΩ

（ｔ）呈现很大的容抗。ＥＱ为变容二极管的反向直流电压。上一页下一页返回４.３调制技术

２）教学实验项目的子项目———发射机调频电路设计前面第３章已经给出电容三点式振荡器电路，本章开始部分又给出了调制信号（音频信号）输入电路，因此可根据上面给出的变容二极管直接调频电路的知识设计教学实验项目中的发射机调频电路。主要就是将变容二极管加入三点式振荡器中，用调制信号电压ｕΩ（ｔ）来控制变容二极管的电容值，使ＬＣ三点式振荡器的输出频率随着ｕΩ

（ｔ）的变化有规律地变化，实现频率调制。设计电路如图４－３２所示。给变容二极管的反向偏压是固定值，从音频孔ＣＫ１输入调制信号（音频信号）的幅值是在较低的频率上不断变化的，从而导致变容二极管ＶＤ的电容也随着改变，振荡器的高频频率输出也就随着ＶＤ电容的变化而变化，归根到底还是随着调制信号ｕΩ

（ｔ）电压幅度变化而变化，在振荡器的输出端输出幅度（或功率）还不足够大的调频波信号，这个信号要送到后面的高频功率放大电路才能发射出去。上一页下一页返回４.３调制技术

３）电抗管直接调频电路电抗管是由一只晶体管或场效应管加上由电抗和电阻元件构成的移相网络组成的。顾名思义，电抗管等效于一个电抗元件（电感或电容），不过它与普通的电抗元件不同，其参量可以随调制信号而变化。将电抗管接入振荡器谐振回路，在低频调制信号控制下，电抗管的等效电抗就发生变化，从而使振荡器的瞬时振荡频率随调制信号ｕΩ

（ｔ）电压幅度而变化，最终获得高频的调频信号。由于电抗管和变容二极管的调频原理基本一致，所以这里不再过多解释，只给出两个电抗管直接调频电路供大家参考学习。如图４－３３所示为电抗管调频原理电路，图４－３３（ａ）为晶体管电抗管调频原理图，图４－３３（ｂ）为场效应管电抗管调频原理图。图４－３３中，ａ—ａ′两点左边即电抗管，由晶体管（或场效应管）外加移相网络构成。在移相电路的元件Ｚ１和Ｚ２中必有一个为电阻，另一个为电感或电容。上一页下一页返回４.３调制技术

利用晶体管（或场效应管）的放大作用，使集电极电压与集电极电流之间（或漏极电压与漏极电流之间）的相位相差９０°，类似于一个电抗元件的电流电压间的相位关系。从图４－３３中ａ—ａ′向左端看去，就相当于一个电抗，输入低频调制信号，等效电抗随之线性改变，从而使载频也随之改变，实现频率调制。上一页下一页返回４.３调制技术

４）晶体振荡器调频电路上面给出的变容二极管调频电路和电抗管调频电路的中心频率稳定度低，由于它们都是在ＬＣ振荡器上直接进行的。而ＬＣ振荡器频率稳定度自身就比较低，再加上变容二极管或电抗管各参数，就又增加了新的不稳定因素，所以频率稳定性会更差，一般低于１×１０－４。第３章已经学习过，石英晶体振荡器具有高的频率稳定度，所以为了提高调频器的频率稳定度，可对石英晶体振荡器进行调频，精度可做到１×１０－６。所以，在要求频率稳定度较高、频偏不太大的场合，用石英晶体振荡器作为载波信号源进行调频比较合适。图４－３４给出石英晶体与变容二极管Ｃｄ相串联的情况，那么，当调制信号ｕΩ（ｔ）控制Ｃｄ的电容量时，调制信号ｕΩ（ｔ）变化时Ｃｄ电容量也随之发生改变，同样振荡频率发生微小的变动，这就完成了调频作用，由于石英晶体的缘故，这种调频电路的频偏一般都很小。上一页下一页返回４.３调制技术

图４－３５是频率为３６ＭＨｚ的石英晶体直接调频实际电路。Ｃ６、Ｌ２谐振在３６ＭＨｚ频率上，对１２ＭＨｚ可视为短路，ＶＴ２与Ｃ４、Ｃ５及晶振ＪＴ构成了电容三点式振荡器，１２ＭＨｚ晶体等效为电感，音频电压经ＶＴ１放大后，加到变容二极管ＶＤ两端。改变其电容实现调频。Ｒ３、Ｒ４为变容二极管提供反向偏压，Ｃ３用来微调中心频率，由于Ｃ６、Ｌ２谐振在３６ＭＨｚ频率，所以本电路在完成晶体调频的同时，兼有三倍频功能，输出中心频率为３６ＭＨｚ的调频信号，增加了频偏。上一页下一页返回４.３调制技术

５）调相和间接调频电路在直接调频电路中，为了提高中心频率的稳定度，必须采取一些措施。在这些措施中，即使对晶体振荡器直接调频，其中心频率稳定度也不如不调频的晶体振荡器的频率稳定度高，而且其相对频移太小。为了提高调频器的频率稳定度，还可以采用间接调频的方法。所谓间接调频是指由调相波变为调频波，即调制不是在振荡器上直接进行的，而是在振荡器后边的调相器中进行的。间接调频的原理框图如图４－３６所示。图中正弦波振荡器一般采用高稳定度的晶体振荡器，调制信号ｕΩ（ｔ）经过积分后去调相电路调相，最后得到的调相电路输出即为调频波。间接调频的关键电路是调相电路。调相也可以有多种方法，本部分只介绍一种常用的方法，即失谐法