串联型直流侧有源电力滤波器的设计

串联型直流侧有源电力滤波器的设计

由于现代能源电子设备的广泛应用，大量的能源声波发生，声波造成的危害日益严重。几

个国家开始高度重视治理光绪。谐波抑制也逐渐由无源抑制方法向有源抑制方法转变。有

源抑制方法主要分为功率因数校正技术和有源电力滤波技术(activepowerfilter,APF)。

由于现在很多造成谐波污染的用电设备已经投入使用，不能从川户端来进行谐波治理，所以

使用APE进行谐波治理被认为是相当有效的和发展前途的谐波治理新方法0文献提出了一

种单周控制直流(directcurrent,DC)侧有源电力滤波器的概念，通过控制H型逆变桥提

供负载所需的谐波以及无功功率，使电路结构大大简化。文献在此基础上提出了一种DC侧

并联型APF,将有源功率开关数量减少了一半,改善了补偿效果。

但是并联型APE的性能受系统负载阻抗的影响较大,有时其补偿效果并不十分理想,而串联

型APF正好克服了这一缺点,其补偿性能更优越。针对化问题,提出一种串联型直流侧有源

电力滤波器，串联在整流桥的直流侧,能够实现整流负载的谐波治理，由于电路结构简氏成

本低等优点，具有很好的技术优势和市场前景。仿真结果证明了理论分析的正确性。

1不对称半桥两端电压的等效电路

由于传统的串联型交流侧APF的能量需要四象限流动，主电路结构一般为全桥或半桥结构。

笔者提出的DC侧APF的能量只需要二象限流动,所以可将传统的四相H型逆变桥简化为一

个不对称半桥,从而减少了有源开关数量。串联型直流侧APF的功率级电路如图1所示,其

中SI、S2、D1、1)2、C构成不对称半桥,提供负载所需的谐波和无功电流。

为了说明直流侧串联型AFF的工作原理,笔者针对电容滤波的电压型谐波源负载,给出了图

2所示进行谐波电压补偿的等效电路。其中:us为整流桥直流侧输入电压;uh为电路等效谐

波分量；串联型APF相当于一个受控电压源,提供补偿电压uAPFo对主电路进行控制的目标

就是通过控制APF,使uAPF=uh,且方向相反,抵消等效谐波分最，使整个电路从直流侧向负

载端看去呈现纯电阻性。即通过控制APF迫使交流输入电流与输入电压同频同相。

为了简化分析，作如下假设：

1)APF的储能电容C很大，其电容电压UC近似为恒定。

2)S2开关频率远高于电源电压频率和非线性负载电流的频率。

3)电网电压为理想的正弦波。

在理想情况下,输入电压us为正弦半波,输出电压Ud为恒定直流,因此APF两端电压为二

象限。而流过APF的电流为单象限，因此需要控制电容C的电压来保证电流的连续可控。

当整流桥直流侧输入电压小于输出电压时，即us<Ud时，开关S1导通,设为区间I,其等效电

路与区间电感电流如图3(a)(b)所示。根据假设2),可认为输入电压在S2的一个开关周期

Ts内基本不变,设开关S2的占空比为Do

在0<t<DTs期间,开关S2导通,二极管［)关断,设定Um=us-Ud,则电感上的电压、电流为

uL=Um+UC,

iL=l-m+UCL-t+iOiL=Um+UCL-t+iOo

在DTs<t<Ts期间，开关S2关断，二极管D导通，电感上的电压、电流为

uL=Um,

iL=lmLt+ipOiL=UmL-t+ipOo

稳态时在一个开关周期内电感满足伏秒平衡原理，得到

(Um+UC)•D+Um・(1-D)=O,

推导出

Um=DUCo(1)

当输入电压大于输出电压时，即us>Ud时，开关S1关断,设为区间II,其等效电路和区间电

感电流如图4(a)(b)所示。

由以上分析可得

Um•D+(Um-UC)•(1-D)=O,

推导出

Um=(l-D)UCo(2)

控制APF中各开关器件的目的是使APF产生的补偿电压能够实时跟踪非线性负载电压中的

谐波和无功的变化,并提供大小相同、方向相反的补偿电压，使电网向负载提供正弦电流。

当有源电力滤波器正常工作，补偿了系统谐波和无功部分后，电源输出电流应该与电源的输

出电压同频、同相(只要电源电压满足假设3),此时的电源电流自然不含有谐波成分)，也就

说从整流桥直流侧向输出端看,有源电力滤波器与负载可以被合看成•个等效的电阻Re,则

有

us=isRe(3)

当等式满足时，就能够保证直流侧串联型APF对谐波和无功的补偿。其中：us为整流桥直流

侧输出电压；is为整流桥直流侧输出电流。

因此，可以表示不对称半桥两端电压为

uba=(ul+u2-l)uCo

为了保证输入电流的连续,需要通过控制开关S1使得不对称半桥的输出电压uab极性随着

输入电压的变化而变化，即

ul=l-sgn(Uni)2ul=l-sgn(Um)2,(4)

根据等效电阻的思想,控制APF使得输入电流跟踪输入电压有

is—usRe—iLis—usRc—iL,

则diLdt=lL[Um+(ul+u2-l)uC]=lRedusdtcIiLdt=lL[Uni+(ul+u2-l)uC]=lRedusdto

整理可得

u2=LUCRe-dusdt-UmlIC+1+sgn(Um)如2=LUCRe,dusdt-UmUC+1+sgn(Um)2,,(5)

等式(4)、(5)分别为直流测串联APF开关SI、S2的控制方程。只要保证APF的控制分别

满足式(4)、(5),也就是满足了等式(3),从而也就使得电网输出电流保持为正弦波。

由以上分析得知，串联型EC侧APF采用双环控制,控制电路包括两个控制回路,分别控制有

源开关S1和S2。其中低频控制回路控制开关S1,而高频控制回路控制开关S2。低频控制

回路由•个脉冲宽度调制(pulsewidthmodulation,P，VU)比较器构成，当输入电压小于输

出电压时，低频开关S1导通，电容C向负载输出能量。反之，低频开关S1关断，电容C储存

能量。高频控制回路采用了滞环电流PWM控制法,其控制电路如图5所示。

由该控制电路可以看出，直流侧串联型APF需要检测的信号是有源电力滤波器中逆变器电

容电压UC、整流桥直流侧电压us以及直流侧电流is,然后由控制电路产生的控制信号去

控制APF上开关S2的动作。通过检测有源电力滤波器上电容电压得到kCUC,与参考值

Uref比较之后通过比例积分(proportionalintegral,PI)调节器获得等效电阻1/Re。检

测出整流桥直流侧输入电压u*s,经过一个乘法器获得参考电流信号i*po将比较参考电流

信号i*p与电感电流is相比较,误差值送入滞环比较器，产生开关管S2的PWM驱动信号，

控制电感电流跟踪输入电压变化。

2apf补偿前后的电压谐波特性

根据提出的单相串联型直流侧有源电力滤波器的电路结构,进行了仿真验证。仿真电路的

参数为：交流输入电压的有效值设定为22()V;频率为50Hz;滤波电感L设定为1.5mH;储

能电容C设定为2000HF;负载电阻额定值设为20

图6(a)、(b)分别为加入APF补偿前后的电压电流波形1:其中u、i分别为电源电压和电流。

可见加入APF前电源输出电流带有大量谐波，其功率因数(powerfactor,PF)PF=0.683,

其总的谐波畸变率(totalharmonicdistortion,THD)THD=108.5%o而直流侧串联型有源

电力滤波器的补偿效果非常理想,补偿后，电源输出电流谐波得到有效抑制,其功率因数

PF=0.995,总的谐波畸变率THD=2.8%。图6(c)给出了APF储能电容电压UC和负载输B电

压Ud的波形,其波动幅度均能控制在一定范围内，没有出现严重不平衡现象。仿真结昊与

理论分析一致，很好地实现了串联型宜流侧APF的补偿口的，从而证明了提出的串联型直流

侧APF的正确性与有效性，

3跟踪谐波和apf能量流向控制