【《交错并联LLC谐振变换器特性分析》4700字】

交错并联LLC谐振变换器特性分析目录TOC\o"1-3"\h\u8200交错并联LLC谐振变换器特性分析 1222491.1交错并联技术原理 131811.1.1交错并联LLC谐振变换器拓扑 2274181.1.2LLC谐振变换器模型建立 3267131.3LLC谐振变换器的调频工作原理 881881.3.1fm<fs<fr时的工作状态 8146881.3.2fs=fr时的工作状态 92511.3.3fs>fr时的工作状态 10124841.4LLC谐振变换器与传统变换器的比较 11LLC谐振变换器相比于普通变换器来说具有一定的优势，谐振槽电感电容的谐振是谐振变换器最关键的部分，这与传统的DC-DC变换器不同，所以非常受到研究人员及工程师的青睐，但开关频率的提高同样会带来一些问题，因此，研究LLC变换器的特性可以更好地解决这些问题并得以应用。1.1交错并联技术原理（a（a）时钟同步（b）时钟独立（c）时钟交错图2-1交错并联原理Fig.2-1staggeredparallelprinciple交错并联是指将控制信号相差一个固定的角度，使其错位交叉，这样就可以将多路的电流或电压进行叠加，相当于用特殊的方式将两个模块结合，减小系统体积的同时还能进一步提高系统的输出功率。如图2-1，讨论交错并联以上三种情况[37]，如果两个模块的时钟信号是相同的，则这种情况就称之为时钟同步，输出电流频率不变，只是改变了幅值大小，如图2-1(a)所示；如果两个模块的时钟信号没有任何关系且各自独立，不同信号的频率使得叠加后的电流或电压杂乱无章，反而增大了输出的纹波，如图2-1(b)所示；有规律的交错能发挥交错并联的最大优势，这种情况叫作时钟交错，保证两个模块的开关频率相同，两路驱动信号相差固定角度，如图2-1(c)所示；这样会使输出电流的周期变短频率增加，可以显著地降低电流的波动。若将多个模块进行交错并联[38]，并采用时钟交错的方式也能达到同样的效果，输出纹波量的减少，可以缓解电路中磁性元件的压力，这种多模块并联结构同样可以采用开关管频率相同的情况下控制交错并联拓扑运行，使交错并联后的输出电压稳定，经过合理的参数设计，进而提高功率密度，满足各方面的运行指标。1.2模型建立与特性分析1.1.1交错并联LLC谐振变换器拓扑图2-2交错并联LLC谐振变换器拓扑Fig.2-2MastertopologyofinterleavedLLCresonantconverters如图2-2所示为交错并联LLC谐振变换器主拓扑。图中直流输入电源用Uin表示，通过H逆变桥将直流转变为交流，其中Q1~Q4、Q5~Q8分别为两路全桥逆变器开关管，谐振槽Cr1、Cr2分别表示两路谐振电容，Lr1、Lr2与Lm1、Lm2分别表示两路谐振电感和两路励磁电感，两路变压器为T1、T2，D1~D4为变压器副边全波整流二极管，为输出滤波电容，RL为输出负载。两路LLC采用输入输出并联的方式，其两路共接一个负载，且互不干扰，可独立运行。LLC谐振变换器有两种谐振频率，励磁电感不参与谐振下的频率用表示，参与谐振下的频率用表示，不同的频率下工作的状态也不一样，由于励磁电感与变压器原边并联，所以励磁电感不参与谐振时负载侧才有输出电流，为了对各频率段的工作状态进行研究，定义两种频率公式分别为[39-40]：（2-1（2-1）（（2-2）1.1.2LLC谐振变换器模型建立利用基波分析法对LLC谐振变换器进行稳态分析时，假设开关频率在谐振槽固有频率下工作，忽略一些寄生参数对电路的影响，开关管及二极管不损耗电能，而且不考虑输出电压的纹波。开关管采用脉冲频率调制，LLC谐振槽输入电压基波分量用来表示，基波分析法是将谐振槽输入电压等效为一个正弦交流电，再将变压器副边侧电路等效到原边，等效负载用表示[41-44]，如图2-3所示。图2-3变频控制单相LLC变换器FHA等效模型

Fig.2-3FHAequivalentmodelofsingle-phaseLLCconvertercontrolled采用傅里叶分解法对谐振槽输入电压进行分解，得到与输入电压的关系为：（2-3（2-3）其基波分量有效值为：（2-4（2-4）根据变换器的结构，励磁电感Lm与变压器的原边并联，变压器原边励磁电感电压基波分量表示为：（（2-5）变压器原边电压基波的有效值为：（2-6（2-6）（2-7（2-7）其中，为谐振电流有效值。为谐振槽电压与电流之间的相位差，在完全谐振时，变压器原边电流近似为正弦波：（2-8（2-8）变压器副边绕组的电流基波分量是原边的倍：（2-9（2-9）设为变压器副边电流有效值，由安秒平衡原理，可得变压器副边二极管电流与输出电流之间的关系，即：（2-10）（2-10）根据公式（2-8）-（2-10），可解出与的关系：（2-11（2-11）由功率守恒得：（2-12（2-12）负载电阻与等效负载的关系式：（2-13（2-13）谐振槽电压增益M与输入输出电压关系为：（2-14（2-14）根据FHA等效模型，可以得到LLC谐振槽的传递函数，谐振槽输入电压增益与传递函数的关系如公式（2-16）所示，其表达式为：（2-15（2-15）（2-16（2-16）为了更好的分析电压增益与电路参数的关系，可对表达式中的电容电感、频率及等效负载进行归一化处理，得到如下公式：（（2-17）其中，表示励磁电感与谐振电感的比值，为品质因数,为特征阻抗，表示开关频率与谐振频率的比值，即归一化频率。图2-4交错并联LLC变换器FHA等效模型Figure2-4FHAequivalentmodelforinterleavedLLCconverters如图2-4所示为交错并联LLC的FHA等效模型，输入电压相位差相差，这样便能保证输出电流也近似地相差，形成了时钟交错。其中，两个模块谐振槽的输入电压有效值，其与输入电压的关系如公式（2-18）所示：（2-18（2-18）交错并联LLC等效负载与输出电阻的关系式为：（2-19（2-19）将图2-4的模型分解成两个单路的LLC，考虑到两路的所有参数均一致，能够得到负载独立后的等效模型：图2-5负载独立后的交错并联LLC变换器FHA等效模型Figure2-5FHAequivalentmodelofinterleavedLLCconverterswithindependentloads（2-20）等效模型中，经过负载的两路电流大小相等，但只有交错并联LLC输出电流的一半，而两路等效负载大小相等，但为交错并联LLC等效负载的两倍，其表达式如下：（2-20）（2-21（2-21）这样，得到的交错并联LLC谐振变换器与单路LLC相似，由于输出电流与等效负载之间的倍数关系，两路LLC的品质因数大小为单路的0.5倍，而其他归一化参数不变，其表达式如公式（2-22）所示：（2-22（2-22）根据上述所推导的公式并借助MATLAB软件可以得到LLC的电压增益曲线，如图2-6所示为的参数保持不变，而品质因数处于不同参数时的电压增益曲线，值不仅影响电压增益M的最大值，对归一化频率也有很大影响。从图中可以看出，品质因数的大小与电压增益的大小呈负相关，较小的值会产生较大的电压增益峰值，且不同开关频率下的电压增益均有所增加，电压增益还对输出电压的调节范围有一定的影响，电压增益越大，输入输出电压调节范围就越宽，因此，值的选取非常关键，它决定了变换器是否能在全负载范内实现软开关。图2-6值变化时LLC变换器增益曲线Fig.2-6QvaluechangeswhenLLCconvertergaincurve若品质因数固定不变时，电压增益的曲线随的变化如图2-7所示，的取值直接决定了电压增益的峰值在哪一段频率范围内，所以决定了变换器能否工作在最佳状态，的值选取的越大，励磁电感的值就比谐振电感的值大的越多，由于励磁电感与激磁电流的峰值的关系，的增大使得激磁电流的峰值变小，使得开关管无法实现零电压开通，如果的值选取的太小，激磁电流不会向负载传递能量，因此对变换器造成了一定的电能损耗，合理的选择的值也是变换器能够良好工作的重要参数，需要根据实际情况来进行选取。图2-7值变化时LLC变换器增益曲线Fig.2-7LngaincurveofLLCconverterwithvariablevalues1.3LLC谐振变换器的调频工作原理由公式（2-1）、（2-2）可知，开关频率与谐振频率的关系可以分为以下四类：fm<fs<fr、fs=fr、fs>fr、fm>fs。由实际情况来看，当fm>fs时，会存在电路无法正常工作的情况，并伴随有二极管的反向恢复问题，所以为了能更好的保证电路工作在ZVS状态，变换器会在其他三种模式下工作，以下具体分析这三种情况下的工作原理[45-46]。1.3.1fm<fs<fr时的工作状态当LLC谐振变换器在fm<fs<fr的状态下工作时，电路处于升压模式，一个周期内可以将拓扑的工作方式细分为8个工作模态，该状态下的电路工作波形如图2-8所示。图2-8变频控制下的工作波形（）Fig2-8Operatingwaveformunderfrequencyconversioncontrol模态1（）在时刻，开关管与导通，此时变换器输入电压为母线电压，谐振电流大于励磁电流并按正弦规律增加，并且有电流流过变压器，副边整流桥有电流通过，此时，整流二极管导通，在不参与谐振的状态下，其两端的电压就维持在一个恒定的状态，等到谐振电流与励磁电流的值大小相等时，此模态结束；模态2（）在这个时段，励磁电感参与谐振，整流桥由于没有电流通过而实现了，二极管零电流关断，谐振槽频率由变为，由于在参数设计中励磁电感的值远比谐振电感的值要大，所以电流周期变得很大，可近似认为谐振电流基本不发生变化，时刻，开关管、关断，此模态结束；模态3（）在时刻，开关管全部关断，该段时刻为死区时间，、寄生电容充电，、寄生电容放电，谐振槽的输入电压大小由正变为负最终达到母线电压，死区时间通常较短，近似认为谐振电流大小不变，此模态结束；模态4（）在时刻，开关管、的寄生电容已经完全放电，其两端电压为零，开关管、实现了ZVS，在这段时间区域内，谐振电流按正弦变化且逐渐减小，电流流过变压器原边并引起副边二极管导通，变压器原边两端电压保持不变，励磁电流线性下降，等到开关管、导通时，此模态结束。接下来的下半个周期与上半个工作周期相似，因此就不再赘述。1.3.2fs=fr时的工作状态当开关频率与谐振频率相等时为完全谐振，只有一种工作频率,此状态的工作方式也较为简单，变换器工作在此状态下，传输效率达到最高，工作波形如图2-9所示，一共可分为4个工作模态；图2-9变频控制下的工作波形（）Fig2-9Operatingwaveformunderfrequencyconversioncontrol模态1（）在时刻，开关管、处于关断状态且其并联的寄生电容充电，、的寄生电容放电，且为后来、的ZVS创造条件，谐振槽输入电压由负变正，最终达到母线电压，副边二极管导通，线性上升，谐振电流按正弦上升，到时刻，该模态结束；模态2（）在时刻，开关管、实现了ZVS，这个时间段变压器向负载提供能量，负载有电流经过，等到了临界点，即在时刻，电感电流的值刚好与励磁电流的值达到相等，此模态结束；模态3（）在时刻，没有能量传递到变压器副边，开关管、关断，变换器开始工作在下半个周期，其原理与上半个周期类似，故不再赘述。1.3.3fs>fr时的工作状态在fs>fr的工作状态下，LLC谐振变换器可以实现降压功能，开关管工作周期可分为6个模态，工作波形如图2-10所示：图2-10变频控制下的工作波形（）Fig2-10Operatingwaveformunderfrequencyconversioncontrol模态1（）在时刻，开关管、实现了ZVS，谐振电流以正弦形式增加，励磁电感呈线性上升，保证恒压充电的状态，有能量传输到变压器副边，等到时刻开关管、关断的时候，此模态结束；模态2（）这个时间段内，开关管处于死区状态，开关管、的寄生电容充电，、的寄生电容放电，谐振槽输入电压方向发生改变，最终达到负母线电压，谐振电流逐渐减小，等到时刻，与大小相等时，此模态结束；模态3（）在时刻，由于变压器副边无电流通过使得整流二极管关断，此时谐振槽输入负的母线电压，因此整流桥有反向电流通过，使得副边二极管导通，谐振电流呈相反的方向增大，励磁电感两端加入反方向的恒压，所以经过励磁电流反向线性增大，直到开通时，开始进入下一模态，此模态结束；时刻，开关管、实现了软开关，开始进入下半个周期，其工作周期与上半个工作周期类似，故不再阐述。1.4LLC谐振变换器与传统变换器的比较LLC谐振变换器因其具有诸多优点被广泛应用，主要有如下几点[47-48]：实现全负