大牛开关电源设计全过程笔记

Parti概述

开关电源的设计是一份非常耗时费力的苦差事，需要不断地修正多个设计变量，宜到性

能达到设计目标为止。本文step-by-step介绍反激变换器的设计步骤，并以一个6.5W隔离

双路输出的反激变换器设计为例，主控芯片采用NCP1015.

图1基于NCP1015的反敌变换器

基本的反激变换器原理图如图1所示，在需要对输入输出进行电气隔离的低功率(避〜

60W)开关电源应用场合，反激变换器(FlybackConverter)是最常用的一种拓扑结构

(Topology)6简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点。

Part2设计步骤

R2效畲黄

接下来，参考图2所示的设计步骤，一步一步设计反激变换器

Stepl：初始化系统参数

，输入电压范围;Vinmin_AC及Vinmax_AC

------电网频率：fline（国内为50Hz）

------输出功率：（等于各路输出功率之和）

”曝产心+**/皿2+…⑴

------初步估计变换器效率：n（低压输出时，n取0.7〜0.75,高压输出时，n取

0.8〜0.85）

根据预估效率，估算输入功率：

（2）

对多路输出，定义KL（n）为第n路输出功率与输出总功率的比值：

（3）

KL\（n）.=P

单路输出时，KL（n）=1

（范例）Steph初始化系统参数

——输入电压范围：90〜265VAe

---电网频率：fhne=50Hz

——输出：

（主路）Vo«i=5V,1gti=1A；

（辅路）Vo«t2=15V,loui^O.lA

则：巴=曦/=+小炉/切=6.5犷

-一一预估变换器的效率：n-0.8

则：匕=二=8.25犷

n

KLI=0.769,KL?=0.231

Step2：确定输入电容Cbulk

Cbulk的取值与输入功率有关，通常，对于宽输入电压（85〜265VAC）,取2〜3uF/W；

对窄范围输入电压（176〜265VAe：）,取luF/W即可，电容充电占空比Dch一般取0.2即

可。

每个周期只行T1时间段内，电网

对Cbulk电如充电

图3Cbulk电容充放电

一般在整流后的最小电压Vinmin_DC处设计反激变换器，可由Cbulk计算Vinmin_DC：

匕x(l-DQ

V

:ntninDC(4)

CbdkXfhn!

（范例）Step2：确定输入电容

——宽压输入，取2〜3uF/W：CwkIZ20MF即可，实际设计中可采用15uF+4.7uF的

两个400V高压电解电容并联.则：。蟠=19.7uF・

--一计算整流后最小直流电压：

JDC=J（&喙-I?-零0―3=98/

V/xfg

Step3：确定最大占空比Dmax

反激变换器有两种运行模式：电感电流连续模式（CCM）和电感电流断续模式（DCM）.

两种模式各有优缺点，相对而言，DCM模式具有更好的开关特性，次级整流二极管零电流关

断，因此不存在CCM模式的二极管反向恢复的问题。此外，同功率等级下，由于DCM模式的

变压器比CCM模式存储的能量少，故DCM模式的变压器尺寸更小。但是，相比较CCM模式而

言,DCM模式使得初级电流的RMS增大,这将会增大M0S管的导通损耗，同时会增加次级输

出电容的电流应力。因此，CCM模式常被推荐使用在低压大电流输出的场合，DCM模式常被

推荐使用在高压小电流输出的场合。

n:i

52-♦

图1反激变换器

对CCM模式反激变换器而言，输入到输出的电压增益仅仅由占空比决定。而DCM模式反

激变换器，输入到输出的电压增益是由占空比和负载条件同时决定的，这使得DCM模式的电

路设计变得更复杂。但是，如果我们在DCU模式与CCM模式的临界处(BCM模式)、输入电

压最低(Vinmin_DC)、满载条件下，设计DCM模式反激变换器，就可以使问题变得简单化。

于是，无论反激变换器工作于CCM模式，还是DCM模式，我们都可以按照CCM模式进行设计。

如图4(b)所示，MOS管关断时，输入电压Vin与次级反射电压nV。共同叠加在MOS的DS

两端。最大占空比Dmax确定后，反射电压Vor(即nVo)、次级整流二极管承受的最大电压

VD以及MOS管承受的最大电压Vdsmax,可由下式得到:

%

XinminDC(5)

1a

嗫maxDC

3X"七(6)

V”(7)

max'inmaxDC'or

通过公式（5）（6）（7）,可知，Dmax取值越小，Vor越小，进而MOS管的应力越小，

然而，次级整流管的电压应力却增大。因此，我们应当在保证MOS管的足够裕量的条件下，

尽可能增大Dmax,来降低次级整流管的电压应力。Dmnx的取值，应当保证Vdsmax不超过

UOS管耐压等级的80%；同时:对于峰值电流模式控制的反激变换器，CCM模式条件下，当

占空比超过0.5时，会发生次谐波震荡。综合考虑，对于耐压值为700V（NCP1015）的MOS

管，设计中，Dmax不超过0.45为宜。

（范例）Stcp3：确定最大占空比EU*

——NCP1015斋工作于DCM模式，低压满载时，占空比最大，此时：DmM=0.45

-…-由公式（5）计算反射电压：

匕二乌Jx匕4a=80/

。，[msim.

Step4：确定变压器初级电感Lm

对于CCM模式反激，当输入电压变化时，变换器可能会从CCM模式过渡到DCM模式，对

于两种模式，均在最恶劣条件下（最低输入电压、满载）设计变压器的初级电感Lmo由下

式决定：

r（匕”minDC'°max/c、

Lm=-------=--------------（8）

2xE'x几xK"

其中，fsw为反激变换器的工作频率，KRF为电流纹波系数，其定义如下图所示:

图5流过MOS管的电流波形及电流纹波系数

对于DCM模式变换器,设计时KRF=1。对于CCM模式变换器,KRF<1,此时，KRF的取

值会影响到初级电流的均方根值（RMS）,KRF越小，RMS越小，MOS管的损耗就会越小，然

而过小的KRF会增大变压器的体积，设计时需要反复衡量。一般而言，设计CCM模式的反

激变换器，宽压输入时（90〜265VAC）,KRF取（）.25〜0.5；窄压输入时（176〜265VAC）,

KRF取0.4~0.8即可。一旦Lm确定,流过MOS管的电流峰值Idspeak和均方根值Icsrms

亦随之确定：

1小2=/血+与（9）

/­=/3'（/皿）2+（弓）2x餐（10）

其中:

(11)

VxD

Ar'就minDC^tnax

AZ=-------------------------------(12)

口加

设计中，需保证Idspeak不超过选用MOS管最大电流值80舟，Idsrms用来计算MOS管

的导通损耗Pcond,Rdsor.为MOS管的导通电阻。

(13)

（范例）Step4：确定变压器初级电感Lq

——由公式8确定变压器的初级电感工巴，由于NCP1015工作于DCM模式，KRF=1：

L=（几瓯"、,%、）=iA9niH

2x与X〃XKM

---由公式（9）（10）分别计算初级圆位和Idsnns：

【dsptak=1EDC+万=0.3694

J=j3x（G"+（争X?=0.1432

------计算MOS导通损耗：

吃讪=/京sX见。“=0224犷

Step5：选择合适的磁芯以及变压器初级电感的匝数

开关电源设计中，铁氧体磁芯是应用最广泛的一种磁芯，可被加工成多种形状，以满足

不同的应用需求，如多路输出、物理高度、优化成本等。实际设计中，由于充满太多的变数,

磁芯的选择并没有非常严格的限制，可选择的余地很大。其中一种选型方式是,我们可以参

看磁芯供应商给出的选型手册进行选型。如果没有合适的参照，可参考下表:

图6不同形状的铁氧体磁芯及骨架

OutputElcoreEEcoreEPCcoreEERcore

Power

0-1OWEI12.5EE8EPC10

EI16EE10EPC13

EI19EE13EPC17

EE16

10-20WEI22EE19EPC19

20-30WEI25EE22EPC25EER25.5

30-50WEI28EI30EE25EPC30EER28

50-70WEI35EE30EER28L

70-100WEI40EE35EER35

100-150WEI50EE40EER40

EER42

150-200WEI60EE50EER49

EE60

选定磁芯后，通过其Datasheet查找Ac值，及磁化曲线，确定磁通摆幅AB,次级线圈

匝数由卜.式确定:

N_LynX[dspeak

(14)

p~A5xA

Q

其中，DCM模式时，Z\B取0.2〜0.26T；CCM时，4B取0.12〜0.1ST。

Maerttal?PC8

ra

（a）,碱？由口面枳及磁通横

裁面<b>.破化曲线

图7磁芯特性

（范例）St卬5：选择合适的磁芯并确定初级电感Lm的匝数

--一磁芯选择EFD20.查看磁芯手册可知，Ae=31mm2

……DCM模式，磁通摆幅AB取0.21T,由公式（14）计算初级电感L匝数:

N=L"X'dz》

PABxAf

Step6：确定各路输出的匝数

先确定主路反馈绕组或数，其他绕组的匝数以主路绕组匝数作为参考即可。主反馈I川路

绕组匝数为:

N=曦1+"凡(15)

嗫「

则其余输出绕组的匝数为:

V4-V

Kout(n)丁KF(n)

Ns5)=x%(16)

噎1十嚏

辅助线圈绕组的匝数Na为:

N.二曦+/xNz(17)

嚎+%

（范例）Stcp6：确定各路输出的匝数

一一由公式15确定主路输出的匝数:

P+V

Nil-=W~^xNp=5

Vor

一一由公式16确定辅路匝数:

V4-V

V=^2）_^xA\=14

，（）噎+喂”

•••一IC供电绕组电压为20V,由公式17确定辅助绕组匝数:

N。='也上y恒XN、=19

Q乙+/“

Step7：确定每个绕组的线径

根据每个绕组流过的电流RMS值确定绕组线径。

(18)

初级电感绕组电流RMS：

Iprnts-dsrms(19)

次级绕组电流RMS由下式决定:

=]xP

x-----------(20)

$ecr»»(n)dsrms</八

v+jz

Y"maxKou/(n)十，尸(”)

0为电流密度，单位：A/mm2,通常，当绕组线圈的比较长时Olm）,线圈电流密度

取5A/nun2；当绕组线圈长度较短时,线圈电流密度取6〜10A/mm2.当流过线圈的电流比较

大时，可以采用多组细线并绕的方式，以减小集肤效应的影响。

(21)

其中，Ac是所有绕组导线截面积的总和，KF为填充系数，一般取0.2〜0.3。检查磁芯

的窗口面积(如图7(a)所示)，大于公式21计算出的结果即可。

(范例)Step7：确定每个绕组线径

一…初级Lm线径：D^=2x=

——同理可计算出次级主路及次级辅路绕组线径：D»!=0.53Imm.D»2=O.188mm.所以.

初级线圈可选线径为0.16mm的漆包线；次级主路绕组可选择线径为0.22mm的漆包畿.

三根并绕；次级辅路可选择线径为0.18mm的漆包线。

Step8：为每路输出选择合适的整流管

每个绕组的输出整流管承受的最大反向电压值VD(n)和均方根值【Drms(n)如下:

选用的二极管反向耐压值和额定正向导通电流需满足:

VRRM21.3xFp(〃)(24)

(25)

(范例)St叩8：为每路输出选择合适的整流管

由公式22、公式23分别计算每一路整流二极管的最大反向耐玉值，和电流RMS值。

——次级主路：VDI=30V,lDnn»l=1.77A

所以，可选用SK360,或SR360.

——次级辅路：VD2=92V,lDn»s2=0.188A

所以，可选用SS1200.

Step9：为每路输出选择合适的滤波器

第n路输出电容Cout(n)的纹波电流Icaprms(n)为:

r=T2(26)

caprms(n)VDnns(n)

选取的输出电容的纹波电流值Iripple需满足:

ripple212XIcaprmsg(27)

输出电压纹波由下式决定:

out(n)XDIMakX)凡(〃)X勺⑺

1axi(28)

⑺

CotaXfswrV+K/

out(n)十F(n)

有时候，单个电容的高ESR,使得变换器很难达到我们想要的低纹波输出特性，此时可

通过在输出端多并联几个电容，或加一级LC滤波器的方法来改善变换器的纹波噪声。注意：

LC滤波器的转折频率要大于1/3开关频率，考虑到开关电源在实际应用中可能会带容性负

载，L不宜过大，建议不超过4.7uH。

(范例)Step%为每路输出选择合适的源波器

一一次级主路：由公式26可得：

Iapra*l=1.46A

可选择两个470uF(16V)的Rubycon电解电容组成CLC滤波器，L取1阳。

----次级辅路：

Icapnn*l=0.12A

可选择两个100PF(25V)的Rubycon电解电容组成CLC港波器，L取3.3出。

SteplO：钳位吸收电路设计

如图8所示，反激变换器在MOS关断的瞬间，由变压器漏感LLK与MOS管的输出电容

造成的谐振尖峰加在MOS管的漏极，如果不加以限制，MOS管的寿命将会大打折扣。因此需

要采取措施，把这个尖峰吸收掉。

图8MOS管关断时漏极电压波形

反激变换器设计中，常用图9（a）所示的电路作为反激变换器的钳位吸收电路（RCD

钳位吸收）。RClamp由下式决定,其中Vclamp一般比反射电压Vor高出50〜100V,LLK为

变压器初级漏感，以实测为准:

曦皿乙皿-喙）

2xclompx（、clan中or/

（29）

〃x小x/之2

<c）.Cs「曲端电压波形小点图

图9ROD钳位吸收

CClamp山下式次定，其中Vripple一般取Vc1amp的5%~T0%是比较合理的;

C=_____J”_____(30)

输出功率比较小（20U以下）时，钳位二极管可采月慢恢复二极管，如1N4007；反之,

则需要使用快恢复二极管,

（范例）StcplO：吸收缓冲电路设计

----计算&由下式决定

2x《/sX（匕—匕）

4=_S个__cr/=25m

FhkU

---Cchmp由下式决定：

Stepll：补偿电路设计

开关电源系统是典型的闭环控制系统，设计时，补偿电路的调试占据了相当大的工作量。

目前流行于市面上的反激控制器，绝大多数采用峰值电流控制控制模式。峰值电流模式反激

的功率级小信号可以简化为一阶系统，所以它的补偿电路容易设计。通常，使用DeanVer.able

提出的TypeII补偿电路就足够了。在设计补偿电路之前，首先需要考察补偿对象（功率级）

的小信号特性。如图8所示，从IC内部比较器的反相端断开，则从控制到输出的传递函数

（即控制对象的传递函数）为：

图10反激变换器反馈回路

曦⑸

H(s)=(31)

GG)

附录分别给出了CCM模式和DCM模式反激变换器的功率级传递函数模型。NCP1015工作

在DCM模式，从控制到输出的传函为:

1+—

(32)

/G)m+~凡'/21+2_

IV

其中:

21n'out\

必=---------w=-----------------,c=--------

RloadXC加

01aEwxCPo

Voutl为主路输出直流电压,k为误差放大器输出信号到电流比较器输入的衰减系数（对

NCP1015而言，k=0.25），m为初级电流上升斜率，ma为斜坡补偿的补偿斜率（由于NCP1015

内部没有斜坡补偿，即ma=0）,Idspeak为给定条件下初级峰值电流。于是我们就可以使用

Mathcad（或Matlab）绘制功率级传函的Bode图:

图11功率级传函Bode图

在考察功率级传函Bode图的基础上，我们就可以进行环路补偿了。前文提到，对于峰

值电流模式的反激变换器，使用DeanVenableTypeI【补偿电路即可，典型的接线方式如

下图所示:

通常，为降低输出纹波噪声，输出端会加一个小型的LC滤波器，如图10所示，L1、

C1B构成的二阶低通滤波器会影响到环路的稳定性，L1、C1B的引入，使变换器的环路分析

变得复杂，不但影响功率级传函特性，还会影响补偿网络的传函特性,然而，建模分析后可

知：如果LI、C1B的转折频率大于带宽fcross的5倍以上，那么其对环路的影响可以忽略

不计，实际设计中，建议L1不超过4.7ML于是我们简化分析时，直接将L1直接短路即

可，推导该补偿网络的传递函数G（s）为:

_/⑸—RpuiiexCTR1+$

----------------------------------------X-------------（33）

曦G)Ried14--

其中:

11

W二,［七=

CTR为光耦的电流传输比，Rpullup为光耦次级侧上拉电阻（对应NCP1015,

Rpullup=18kQ）,Cop为光耦的寄生电容，与Rpullup的大小有关。图13（来源于SharpPC817

的数据于册〉是光耦的频率响应特性，可以看出，当RL（即Rpullup）为l8kC时，将会带

来一个约2kHz左右的极点，所以Rpullup的大小会直接影响到变换器的带宽。

⑥V

z

4

V

D10

w

920

D

O

/

\

0.5125102050100500

FREQUENCYf(kHz)

（阴光横城率电应测试电珞(b)光第糖本响应构性

图13光耦的频率响应

kFcictor（k因子法）是DeanVenable在20世纪80年代提出来的，提供了一种确定

补偿网络参数的方法。

Log⑺

如图14所示，将TypeII补偿网络的极点wp放到fcross的k倍处，将零点wz放到

fcross的1/k处。图12的补偿网络有三个参数需要计算:R三个Cz,Cpole,下面将用kFactor

计算这些参数:

图15动态负载时输出电压波形

确定补偿后的环路带宽fcross：通过限制动态负教时（△lout）的输出电压过

冲量（或下冲量）△Vout,由下式决定环路带宽:

(34)

X2X»XQ

-考察功率级的传函特性，确定补偿网络的中频带增益（Mid-bandGain）：

R

R=CTRxJ舞7（35）

Led]0-3（际乙a:»

•一确定DeanVenable因子k：选择补偿后的相位裕量PM（一般取55°~80°），

由公式32得到fcross处功率级的相移（可由Mathcad计算）PS,则补偿网络需要提升的

相位Boost为:

Boost=PM-PS--(36)

2

则k由下式决定:

Boost

k-tan(（37）

2

补偿网络极点＜wp）放置于fcross的k倍处，可山下式计算出Cpole：

1

kxf=_________________________________(38)

CE2x^x7?pul.iukpx、(Cpole.+Cop)/

补偿网络零点(wz)放置于fcross的1/k倍处，可由下式计算出Cz：

1

(39)

k2x乃xR]xC.

(范例)Stcpll：林偿电路设计

----确定补偿后的环路带宽J”,：△Vout=250mV.lout=0.8A,Cm=940uF：

fcrou=--------/!----------=542比

…△曦x2x;rxCw

---考察功率级的传函特性，确定补偿网络的中频带增益(Mid-bandGain)：

R,.=CTRx—f您m=状C

〃10&(WJ)D

----确定DeanVenable因子k：取PM=70°(即7n”8),PS=・100，(由Mathcad计算得出),

则Boost=PM-PS-90

,.Boost/r,__.

k=lan(--—+—)=3.24

——补偿河络校点(wp)放置于Qw的k倍处，由公式38计算出C】M,Cop-2nF:

1

_%=680以

——补便网络零点(M)放置于』的1%倍处,可由下式计算出&：

C,=-----------!~/—=220疝

2xnxRx及空

k

图16补偿后的幅频-相频特性

Part3仿真验证

计算机仿真不仅可以取代系统的许多繁琐的人工分析，减轻劳动强度，避免因为解析法

在近似处理中带来的较大误差，还可以与实物调试相互补充，最大限度的降低设计成本，缩

短开发周期。

本例采用经典的电流型控制器UC3843（与NCP1015控制原理类似），搭建反激变换器。

其中，变压器和环路补偿参数均采用上文的范例给出的计算参数。仿真测试条件：低压输入

（90VAC,双路满载）

图17仿真原理图

2.瞬态信号时域分析

图18启动60ms内空流桥后电压波形

从图18可以看出，最低Cbulk上的最低电压为97.3V,与理论值98V大致相符。

图19Cclamp吸收电容两端电压波形

图20启动60ms内mos首DS电II波形

图21卷京叼DS电压波影

图22电磨电流波形

图23抽出电压启动波形《红段为15V货路,绿线为5V主路）

3.交流信号领域分析

图24功率级小信号特性

4.动态负载波形测试

测试条件：低压输入：满载，主路输出电流0.1A—1A—0.1A,间隔2.5ms,测试输出

电压波形。

图27主路看出动态波形

Part4PCB设计指导

l.PCBlayout—大电流环路包围的面积应极可能小，走线要宽。

2.PCBlayout一高频（di/dt、dv/dt）走线

a.整流二级，钳位吸收二极管，MOS管与变压器引脚，这些高频处，引线应尽可能短,

layout时避免走直角;

b.MOS管的驱动信号，检流电阻的检流信号，到控制IC的走线距离越短越好;

c.检流电阻与MOS和GND的距离应尽可能短。

图29PCBlayout一高频走线

3.PCBlayout一接地初级接地规则:

a.所有小信号CND与控制IC的GND相连后，连接到PowerGND（即大信号GND）；b.反

馈信号应独立走到IC,反馈信号的GND与IC的GND相连。

次级接地规则：a.输出小信号地与相连后，与输出电容的的负极相连；b.输出采样电

阻的地要与基准源(TL431)的地相连。

•,Power

但

出

W号地

Power.JGND

后

和

GND2，商

容

出

所*小信号反馈信叼的

相

负

GNOMICGND也走到打极

相il片，连接0反啦it

*Pow«rGN。的GNN了

GND相违网(TL431)

的地和连

图30PCBlayout一接地

Part5PCBlayout---实例

控髓C