【铁路客车DC600V电源充电机硬件电路设计分析3300字】

铁路客车DC600V电源充电机硬件电路设计分析1.1充电机主电路参数充电机主电路如图2.1.1所示，充电机采用移相全桥软开关主电路，功率器件为IGBT，具有驱动电路简单、开关频率高、低损耗等特点。图2.1.1客车充电机系统主电路图充电机主要参数如下：（1）主电路部分输入电压：DC600V；（2）输入电压范围：DC500V~DC660V；（3）额定容量：8kW；（4）额定输出电压：DC(110±5)V；（5）开关频率：18kHz；（6）效率：>90%；（7）纹波系数：＜5%；（8）瞬态过电压720V允许持续不小于2s、1200V允许持续不小于200us。主要器材选型：序号器件名称器件代号型号厂家名称备注1输入EMIZ301DNF212B20H/05-1常州多极2电压传感器TV301\TV302NCV4A-1000V-SP4入、中间、输出电压传感器TV303NCV4A-150V-SP43直流接触器KM301\KM302C193/AE/110V沙尔宝特4输入熔断器F301座CH271DICooperBussmann芯GSCB-5050A/600V5充电电阻R301RXLG100W/100Ω6输入电抗器L3015mH/22APKDG-22/57支撑电容C301\C302DCMCE1670-400V-6800μF-10%～+20%CDE8均衡电阻R303\R30415kΩ，20W9IGBTQ301\Q302BSM100GB120DN2K英飞凌双管10阻断二极管D301\D302DSEI2×61-12B11电容C303\C30420nF1600VC305\C3063μF1200V14高频隔离变压器T301FJBQ1018双输出漏感：5~7μHH级8KW15快速恢复二极管D303\D304MEE250-012DAIXYS16电阻R307\R30830Ω,20W17滤波电抗器L30230μH80A绝缘等级：H18滤波电容C311\C312DCMCE1670-400V-6800μF-10%～+20%CDE19电流传感器TA301NT108-S20输出EMIZ302DNF215A80/05-1多级21二极管D305MSCD200-16双管22输出熔断器F302座CH271DICooperBussmann芯GSCB-100100A/600V23风扇M301、M302110V/，直径：120mm1.2高频变压器的设计（１）原副边变比由于移相全桥ZVS变换器在工作过程中必然会产生占空比丢失现象，同时还存在一定的死区时间，所以先设副边最大占空比,由此计算出变压器副边输出电压最小值如式(3-1)所示，然后将最小输入电压与变压器二次侧最小输出电压相比，可得变压器原副边面数比的取值范围，如式(3-2)所示。(3-1)(3-2)以上式中，为最大输出电压；为最小输入电压；和分别为整流二极管导通压降和滤波电感上的压降。考虑到裕量实际取变K=3，此时可以求出相应的副边最大占空比，其计算公式为：（3-3）(2)磁芯的选择由计算公式（3-4），可求得即视在功率：PT式中，Po为变压器的额定输出功率；为变压器的转换效率，此处取0.9。其次，计算变压器的AP值，其计算公式如下：(3-5)KF=４；K0=0.4；fs=16k（3）原副边绕组匝数首先对变压器副边绕组匝数进行计算，其计算公式如下：(3-6)式中，Nnec的单位为匝；V0的单位为V；fs的单位为Hz；Bw的单位为T；A（4）原副边绕组导线线径和股数由于充电机的开关频率较高，变压器绕组导线存在基夫效应，此时电流将主要流过导线表面。这种情况下一般利用肌肤深度作为导线线径的选择标准，本文选择铜作为导线材料，导线的肌肤深度计算公式如下：(3-7)铜的磁导率取；铜的电导率σ取5.8×10−7S/m；要求直径d<1.04mm则取直径为1.00mm的公制漆包线，其截面积为0.785mm2。电源效率IIJ=1.5A/mmSS根据以上参数可以计算出绕组原副边绕组导线所需漆包线的股数，计算公式如下：nn根据以上计算结果，原边绕组导线使用7股线径1mm的漆包线绞制成的多股线，其截面积Sp约为5.5mm2；副边绕组导线使用19股线径1mm的漆包线绞制成的多股线，其截面积Ssec（5）窗口面积校核窗口面积校核对变压器设计非常重要，如果窗口面积过大会导致磁芯浪费，过小则无法绕下所涉及的导线匝数，均会导致变压器设计失败。核算公式如下所示：N经过校核，可知所选磁芯满足要求。1.3谐振电感与阻断电容的设计谐振电感的计算谐振电感通常利用变压器的漏感Llk如果该值过大，可以有效抑制一次侧电流的上升速度，从而实现滞后桥臂开关的零电流导通，但二次侧占空比损失将变得非常严重，功率效率将严重降低，结果表明，滞环支路开关的零电流导通不能很好地实现，抑制电流超调的能力较差，损耗也相应增大。变压器的二次占空比损耗可通过以下公式估算：D额定输出电流Io=Po/C式中，VCbp为阻断电容电压峰值，一般取VCbp=20%Vin(max)；额定负载下的原边电流Ip0=I1.4输出滤波电路的设计（１）滤波电感的设计在设计滤波电感时，为减小电感电流的脉动，电感值自然是越大越好，但相应的电感尺寸会増大，瞬态响应速度也会减慢。在工程应用中，一般取最大脉动量ΔILf为最大输出电流L滤波电感的实际取值一般大于计算值，本文取为150μH滤波电容的设计滤波电容值的大小与变换器的输出电压纹波峰－峰值∆Vopp有关，根据设计要求取C一般来说，在实际选中，考虑到输出电压力的峰间纹波主要由电解电容器的等效串联电阻决定，实际选值往往远大于怎么算值，为减少等效串联电阻，多个电解电容器通常并联用。本设计采用两个4700μF/1.5主功率开关管的选择直流侧超前桥臂上俩开关承受的最大输入电压力为700V，滞后桥臂上俩开关承受的最大输入电压力为840V。开关的耐压等级一般要求为输入母线电压力的两倍，由于主线路是在软开关的条件下上班的，开关管的工作电压力等级能稍微降低。原电流最大值计算公式如下：I式中，为输出滤波电感的最大峰值电流，为输出滤波电感的最大电流纹波，取20％。开关管的工作电流应至少为电源的两倍。本设计选用英飞凌的两款2MBI175VA-120-50型号IGBT模块，单个模块包含一个IGBT半桥模块，其中VCES1.6超前桥臂并联电容的设计当输入电压为最小值且变换器工作于额定负载下时，并联电容Cr的充放电时间tr最短，则Crtrtr一般取IGBT关断电流下降时间tf的５倍。根据IGBT的数据手册可知tf=0.04μs。可以推出Cr≈4.45nF，本文选择5nF/1200V的高频无感电容。接下来确定开关管的死区时间，超前桥臂开关管的死区时间tlead需要同时大于t设计中取tlead=6μs。滞后桥臂的死区时间1.7滞后桥臂串联二极管的选择滞后桥臂串联二极管的最大电压应力为VCbp1.8输出整流二极管的选择由于主线路采取全波整流，整流二极管要不要承受的大反向电压力怎么算公式如下：V由于电路中存在寄生参数，二极管两端会产生输出电压力，电压力应至少为裕度的两倍。怎么算每一个ALP中最大电流的公式如下：I本设计选取MZC150TS120