【一台适用于RTLAB-RTDS接口的开关型功率放大器的电路拓扑选择分析5600字】

一台适用于RTLAB-RTDS接口的开关型功率放大器的电路拓扑选择分析目录TOC\o"1-3"\h\u5596一台适用于RTLAB-RTDS接口的开关型功率放大器的电路拓扑选择分析 1246771.1设计目标 1326361.2模块化多电平变流器的拓扑结构 2128171.3模块化多电平变流器的工作原理 517811.3.1单模块多电平变流器的工作原理 5117241.3.2模块化多电平变流器的工作原理 9180291.4模块化多电平变流器的SPWM调制策略 1171791.4.1载波层叠SPWM 11102061.4.2载波移相SPWM 11237601.5模块化多电平变流器的优势 121.1设计目标本文的主要目的在于研制一台适用于RTLAB/RTDS接口的大功率放大器，实现小信号（±10V或者±20mA）到三相交流380V的变换，单相功率为10kW，具有高响应速度和大带宽。可用在数字物理混合仿真、硬件在环测试、电网故障模拟复现、并网变流器测试等场合。这里对开关型功率放大器的一些性能指标做出说明：（1）效率：开关型功率放大器的效率即为输出功率与输入功率之比，即等于输出功率与直流输入功率之比。（2）谐波畸变率（THD）：由于输入信号通过功率放大器后进行放大，放大后的信号与放大前的信号的波形不可能完全相同，因此用谐波畸变率来衡量放大后信号新增的谐波成分含量，用其均方根与原信号均方根之比计算[32]。（3）最大输出功率：当功率放大器对信号的失真忽略不计时，功率放大器所能产生的信号的最大功率幅值。（4）输出峰峰值电压：在给定的一个周期内输出电压的最大值和最小值之间的差值，峰峰值电压能较好地体现输出电压变化范围。（5）电压转换速率/压摆率（SR）：定义是在1微秒时间里电压升高的幅度，测量方波时就是电压由波谷升到波峰所需时间。（6）功率带宽：指谐波失真不超过规定值时，功放的1/2额定功率频带宽度，即有高低端下跌-3dB的两个频率点之间所包括的频带，称之为功率带宽。为了满足大功率、低损耗和高开关频率下的应用场合，本研究设置了表1.1所示的各项参数作为样机的各项设计目标，据此表进行样机拓扑的选择和设计。表1.1设计目标参数符号数值额定输出功率（单相）10kW最大输出电压峰值311V额定直流侧电压400V最大输出电流峰值65A功率带宽0-100kHz开关频率100KHz等效开关频率1.4MHz1.2模块化多电平变流器的拓扑结构由于各个功率器件的物理开关频率是有极限的，因此合理运用上文所提及的各类多电平技术尤为重要。为了能够得到表1.1所示的极高的等效开关频率，一种是可以采用H桥级联的形式；另一种可以采用并联交错的形式。级联模块型具有诸多优点：模块化构成，系统的容错性高、系统的开关电平数高、滤波器设计简单；但同时也有一些缺点：控制系统设计繁琐、模块多时，模块间通讯要求高、模块电压不均时，输出电压谐波变大、以及漏电流抑制困难等。另外值得注意的是，级联H桥型多电平变换器要求每个模块对应一个独立的电源进行供电，然而在电力电子设备中，多个独立电源除了会导致电力电子装置体积和重量变大，其可靠性也因存在多个独立电源而下降。因此，以下介绍交错并联的拓扑形式，结合了飞跨电容拓扑结构使各个开关器件承受相同的电压应力的优点和，也综合了级联型H桥的模块化、易于拓展的优点。图1.1飞跨电容拓扑结构示意图图1.2并联交错拓扑结构示意图图1.1和图1.2分别是飞跨电容多电平拓扑结构和并联交错拓扑结构。（1）多级变换器通过每个开关之间的载波移相可以增加输出到滤波器电压的电平数，假设每个开关单元以动作，在输出节点会产生个电平，等效开关频率会增加到。此外，每个开关承受的电压应力仅为。使用合理数量的功率器件产生足够多的电平数目是飞跨电容多电平拓扑结构的最大优点，此外，其能够在没有辅助电路的情况下产生DC输出，因此，它被确定为可行的变流器拓扑候选。（2）通过并联桥臂之间的相移操作，可以将输出的电流纹波消除，从而大大降低通过滤波电容后的总输出电流纹波。在输出节点处获得的有效开关频率为,其中代表每个半桥的开关频率，代表交错并联支路的数量。（3）最终选择将两种方式结合起来得到并联交错多电平变换器结构，由图所示，在输出节点处的等效开关频率可以达到。无论是在多级拓扑形式下还是在并联交错形式下，电压频谱都不包含和的谐波分量，因此，滤波器的设计难度被大大降低；同时，该拓扑减少了每个开关器件的开关频率，但是保证了非常高的等效开关频率，减小了整体的开关损耗；由多级拓扑将电压应力分散在多个开关之间，并联交错形式将电流应力分散在并联分桥臂之间，可以得到所提出的新拓扑在损耗和应力分布方面提供了额外的自由度。图1.3并联交错多电平变流器为了达到表1.1设计目标所预期的1.4MHz的要求，以下两种拓扑结构被提出：一是采用4个功率单元输出，其中每个功率单元采用FC七电平拓扑结构，其等效开关频率为；二是采用12个功率单元输出，其中每个功率单元采用NPC三电平拓扑结构，其等效开关频率为。对于NPC多电平拓扑,在实际制造中不建议在单个功率单元中实现NPC拓扑更高的电平输出,因为其造价将难以承受。下图分别为FC七电平拓扑结构示意图和NPC三电平拓扑结构示意图：图1.4FC七电平拓扑结构示意图图1.5NPC三电平拓扑结构示意图以上两种拓扑方案在输出电压质量方面没有太大的差异，主要区别在于NPC多电平需要众多的钳位二极管，同时二极管也存在着反向恢复电压难以快速恢复的缺点；FC多电平需要大量的钳位电容，占用面积较大；级联多电平需要大量的直流电源。为了探究上述被提出的两种方案的优缺点以及对于本次目的场景的适用性，接下来会对两个拓扑方案分别进行工作原理的讲解，以及对两个拓扑方案分别进行仿真验证，按照仿真结果选择最终样机中的合适的拓扑方案。1.3模块化多电平变流器的工作原理1.3.1单模块多电平变流器的工作原理1.3.1.1NPC多电平变流器的原理图1.5说明了NPC三电平变流器的拓扑结构。由图可见，NPC三电平变流器的每相桥臂需要4个开关型电力电子器件，分别为；此外，在直流电压处还需要两个完全相同的均压电容，以满足；为NPC三电平变流器的中点钳位二极管，起到钳位电压的作用。NPC三电平变流器的开关器件状态如表1.1所示，每当导通时，则必须处于关断状态；每当导通时，则必须处于关断状态；反之亦然。也就是说和的工作状态相互互补，和的工作状态相互互补。表1.1NPC三电平变流器开关器件状态与输出电压关系输出电压1100011000011若需要将NPC三电平变流器拓展为M电平变流器，则每相桥臂需要2（M-1）个开关型电力电子器件，（M-1）个均压电容和（M-1）（M-2）个中点钳位型二极管。若需要输出三相交流电，只需将上述的单相电路扩展到三相即可，具体电路图如图1.6所示。图1.6三相NPC三电平变流器3.1.1.2FC多电平变流器的工作原理FC三电平拓扑结构如图1.7所示，其中每相桥臂由四个开关型功率器件组成，分别是，直流侧接有两个均压电容和，钳位器件为钳位电容。飞跨电容三电平变流器的工作原理是利用跨接在串联的开关型功率器件来对电压进行钳位。如需要将FC三电平变流器拓展到M电平，则每相桥臂需要2(M-1)个开关型电力电子器件,(M-1)个均压电容以及(M-1)(M-2)/2个钳位电容。图1.7FC三电平拓扑结构示意图表1.2FC三电平变流器开关器件状态与输出电压关系输出电压11001010001010011FC三电平变流器与NPC三电平变流器的主电路近乎一致，主要区别在于把NPC变流器中的钳位二极管换成了FC变流器中的飞跨电容。这样做的好处是用飞跨电容作钳位元件使得开关器件的开关状态更为灵活，例如表1.2中，输出为0的电压状态对应两种不同的开关器件工作状态，因此电压输出更加灵活，并且通过不同开关状态的组合，飞跨电容上的电压保持均衡，能较好地保护开关型功率器件不被破坏。然而，飞跨电容的引入事实上不利于工业化生产，因为电容相比于钳位二极管的体积更大，成本也有一定程度的上涨，在PCB板上将占据过多的面积，因此在设计PCB板时需要考虑到空间是否足够的问题。如需要将FC三电平变流器运用于三相系统中，只需将三个完全相同的单相FC三电平变流器连接在一起，如图1.8所示。图1.8三相FC三电平变流器1.3.2模块化多电平变流器的工作原理为了使模块化的优势发挥到最大化，并联交错结构是本文的最佳选择方案。并联交错的具体结构如图4所示，利用载波移相SPWM调制策略，可以实现各个桥臂之间电流纹波的相互抵消从而大大降低通过滤波电容后的总输出电流纹波。同样的，假设每个功率器件的开关频率为，在此种拓扑的输出电压处等效开关频率能达到。图1.9N个桥臂通过电感并联输出本文将第1.2节中所提及的两种功率单元中的拓扑方案和并联交错两种方式结合起来得到并联交错多电平变换器结构，如图5所示，其中功率单元均采用FC多电平拓扑，那么在输出节点处的电平个数的可以达到： (1)等效开关频率可以达到： (2)值得一提的是，无论是在多电平变换器拓扑形式下还是在并联交错形式下，输出电压频谱都不包含和之间的谐波分量。因此，可以大大减少滤波工作，LC滤波器的设计难度将大大降低；同时，该组合方式保持了每个功率器件在中等开关频率，但是保证了非常高的等效开关频率，相当于减小了整体的开关损耗；多电平变换器拓扑将电压应力分散在多个功率器件之间，并联交错形式将电流应力分散在并联桥臂之间，因此并联交错多电平变换器拓扑在损耗和电流电压应力方面都提供了额外的自由度。考虑到本文所研制的多电平功率放大器主要应用场合和技术指标要求，本文采用多个功率放大器模块交错并联的结构，具体如图所示。多个功率单元的直流侧与同一个直流电压源相连接，并且采用差分输出，组合多电平阶梯波，经过LC滤波器流入负载，得到放大后的正弦信号。交错并联的结构可以有效提升输出电压等级和功率，并且极大程度地提高了等效开关频率，但需要采用合适的调制策略使得各模块间输出均压。图1.10并联交错多电平变流器1.4模块化多电平变流器的SPWM调制策略上文已经讨论过本研究将要选用的可行拓扑结构，为了使模块化多电平变流器正常工作，需要采用合适的调制策略产生PWM波驱动各个模块内的功率开关器件导通或关断，以输出理想的放大后的波形。目前常用的对模块化变流器的调制策略包括载波层叠SPWM调制技术（PD-SPWM）、载波移相SPWM调制技术（CPS-SPWM）、空间矢量调制技术（SVPWM）等[47]。考虑到本文所选用的是并联交错多电平变流器结构，尽管空间矢量调制技术有提供灵活的矢量选择，且谐波含量较低，输出电压保真度较好的优点[48]，然而本研究中的模块数量和电平数目很多，SVPWM的控制复杂程度会因此大幅度上升，因此排除SVPWM作为本研究的调制技术。载波层叠SPWM调制技术和载波移相SPWM调制技术将在后文进行分析，以选择合适调制策略。1.4.1载波层叠SPWM图1.11展示的是载波层叠SPWM调制策略(PhaseDispositionMethod,PD-SPWM)的示意图。其基本原理是将幅值、周期完全相同的各个三角波垂直分布，使得在-1到+1的空间内都有三角波的分布，且各个三角波之间没有交叉。将正弦输入信号与各个三角载波进行比较，得到PWM脉冲，再将PWM脉冲输出到各个模块的功率开关器件中，控制开关器件的导通或关断，进而输出放大后的波形[49]。图1.11载波层叠SPWM调制策略分层调制使得采用载波层叠SPWM调制策略的变流器开关次数得到控制，因此通断损耗得到降低，提升了变流器的整体效率。然而在本研究的背景中，载波层叠SPWM调制会使得交错并联的各个模块之间输出功率不均衡，因此不适用于本此研究。1.4.2载波移相SPWM载波移相SPWM调制策略(CarrierPhase-ShiftedSPWM)的原理是将幅值以及周期都相同的各个三角载波相互之间位移相同的相位，然后与同一个调制波进行比较，得到PWM脉冲，将PWM脉冲输入到模块内的功率开关器件中，控制开关器件的导通和关断，然后经过并联交错组合输出多电平[50]。图1.12载波移相SPWM调制策略载波移相SPWM调制策略有每个模块之间输出功率分配平均、每个开关器件的负荷均衡、等效开关频率高的特点[51],因此更加适用于本研究中并联交错模块化变流器的应用场景。1.5模块化多电平变流器的优势本研究所提出的并联交错多电平功率放大器由于其特殊的拓扑结构和特定的调制策略具有以下特点：（1）模块化结构传统的功率放大器如果希望提升输出功率，只能从提升功率开关器件容量入手，然而由于功率开关器件往往封装于功率放大器内部，因此只能通过更换功率器件实现。本研究所提出的并联交错多电平功率放大器由于其特有的模块化结构，可以通过多个模块的交错并联出来提升输出功率，避免了更换功率器件的不便之处。除此之外，模块化的结构设计使得功率放大器在工业生产中的生产周期减短，无论是功率放大器主回路的生产制造还是调制模块的生产制造，其基本单元的制造原理完全相同。当功率放大器中某个模块发生故障时，由于模块化的设计，每个模块的功能和作用都是相同且可以相互替代的，因此可以通过切除故障模块，转而将备用的模块投入使用来解决故障问题，能极大缩短故障后的维修时间，提升了功率放大器运行的可靠性。（2）唯一独立电源供电并联交错型多电平功率放大器仅需一个独立电源便可以