【某超宽输入电压电源的功能模块设计分析8100字】

某超宽输入电压电源的功能模块设计分析目录TOC\o"1-3"\h\u25100某超宽输入电压电源的功能模块设计分析 1325391.1变压器设计 1200411.1.1变压器作用 198901.1.2变压器参数设计 2248601.2吸收电路设计 8265091.2.1吸收电路的作用 9290021.2.2RCD吸收电路及其参数设计 102111.3软启动电路设计 13421.1.1软启动电路的作用 1371041.1.2芯片内置软启动电路的工作原理 14209601.1.3副边外加的软启动电路工作原理 15214481.4MOS管外围电路设计 16257051.4.1MOS管损耗分析 1697031.4.2MOS管外围电路的作用 1792151.5两级反馈回路设计 18194401.5.1前级反馈环路设计 18285741.5.2后级反馈环路设计 181.1变压器设计1.1.1变压器作用开关电源中功率变压器由磁芯和漆包线构成，能够进行功率传输，电压变换和电气隔离。而反激变换器的变压器实际上是一个多绕组的耦合电感，先从输入源中取得能量储存在磁芯中，然后将这些磁能转化为电能传输到负载，所以传输功率是变压器的主要目的。反激变压器遵循伏匝平衡，即N同时反激变压器也遵循伏秒平衡，激磁伏秒等于退磁伏秒，在连续或临界模式下有：Vin可得：D=可见变压器影响电源的工作占空比，而占空比的不同也是会产生不同的工作模式：即连续模式、临界模式、断续模式。1.1.2变压器参数设计下面根据系统参数进行变压器的参数计算与设计Step1:系统参数确定输入电压：18~305VAC额定输出电压：额定输出电流：I额定输出功率：P电网频率：预估效率：η=84%输入功率：P系统参数说明：1）：预估效率定为84%，相对来说效率不算很高，主要原因在于该电源采取了两级拓扑电路，使得需要用到两个MOS管分别对应驱动，而在寻常开关电源中,MOS管、输出二极管、变压器三者所产生的损耗分别都各占总损耗的30%，余下10%是其他热损耗等，所以对于该超宽压电源来说，两个MOS管的存在更是容易加大损耗，尤其低压输入时，两级拓扑电路都同时工作，电源效率更容易比平常情况低下，因此从实际出发，先预估效率为84%来进行变压器的参数设计。2）：虽采用两级拓扑方案，但该变压器实际上仍然是反激变压器，因此是按照反激变压器思路进行设计，所以会发现系统参数中的输入电压范围也可以定成85VAC~305VAC，原因如下：该电源在低压输入时，会有Boost电路的电压抬升使得母线电压达到设定电压值117V，而当母线电压大于VOBTOVP即136.125V时，此刻输入电压明显不低，只需要反激式拓扑电路工作即可，而当输入电压为85VAC时，如果仅反激级MOS管工作，无需Boost电路的电压抬升时，可得母线电压约为85Step2:确定输入电容Cin与最小输入电压Cin的取值与输入功率Pin有关，对于宽压范围输入（85~264VAC）,取2~3uF/W；对窄范围输入（176在反激电源中，输入电容充电占空比Dc反激变压器是在低压满载的严格条件下进行设计，可由Cin计算出V根据做功公式：W=结合能量守恒可得：P继而可得：V由于是超宽压输入，且输入范围有较低压输入（18~305VAC），结合实际特殊情况，先选取输入电容为15uF/450V进行计算。由于考虑到95VAC以下需要降额使用来避免元器件过度发热，故选取95VAC为最低压来计算，由式子(1.6)有：V =Step3:确定最大占空比Dmax和匝比在AC-DC电源产品中，常使用650V的NMOS管，为了器件应力的安全起见，保守选择700V耐压的MOS管。在BCM模式下根据伏秒平衡：VVorVorVout为输出电压，V继而可得：V根据反激拓扑电路工作原理可得MOS管应力公式：V输出二极管应力公式：V通过公式(1.10)、(1.11)、(1.12)，可知Dmax取值越小，则Vout越小，MOS管的应力就越小，但同时次级输出二极管应力增大。为了保证MOS管的足够余量下尽可能增大Dmax对于电流模式控制的反激变换器，当占空比大于0.5时，IC斜波补偿不够时，电源会产生次谐波震荡，综合考虑，选取Dmax将Dmax=0.47带入公式(1.10)、(1.11)、(VMOS管应力:V由于输出二极管采用了同步整流器，由于其内阻很小，所以VD比寻常的肖特基二极管所产生的压降还要小，故取V故输出二极管应力：V输出二极管选取150V规格，满足降额要求。综上所述：取最大占空比Dmax匝比：N=Step4:确定变压器初级电感L在低压满载下，由公式：P与伏秒平衡公式：U∙T=L∙I结合可得:L说明：根据IC手册，最小工作频率为65KHz,暂取fStep5:选择磁芯在选择磁芯时，根据面积积公式计算AP值：APout:最大输出功率(W)；J:绕组的电流密度(A/mm2)；K:磁芯的窗口面积系数(0.4左右)；

fS:Ae:磁芯的截面积(将下面值带入计算：Pout=10(W)；J=10η=0.84；f则有：A=0.0231查找磁芯手册可知，EE16磁芯的Ap值：0.0765cm4由于3.21结果小于0.0765cm4Step6:计算匝数根据电感储能公式计算原边峰值电流：由P可得：I由法拉第电磁感应定律：VN为匝数，Vt和磁感应强度定义公式：B∅(t)为磁通量，Bt为磁通密度，A结合伏秒平衡公式和公式(1.24)、（1.25）可得NN因此N取VDD电容电压为16V计算：得辅助绕组匝数：N验证BB由于BmStep7:线径选取计算原边电流有效值：由伏秒平衡公式的积分形式：I可得：I由电流密度计算公式可得：J=原边绕组的J取10得：D根据公式(1.31)计算副边电流有效值：I对于副边线圈端，由于原副边能量相差不多且副边输出电压小，所以副边电流密度可取大一些，可取Js=12若使用单股线绕制时：D若使用双股线并绕时：D根据计算结果选择线径如下：初级线圈：0.2mm(漆包线)(90T)次级线圈：0.3mm（三层绝缘线双股并绕）(15T)辅助绕组线圈选取与初级线圈一致：0.2mm（漆包线）(20T)1.2吸收电路设计图3-1反激电路基本拓扑图3-2实际的反激电路结构基本电路拓扑一般没有吸收电路，实际的电路中基本都有吸收电路，吸收电路不是拓扑必须的，而是工程的需要。1.2.1吸收电路的作用图3-3实际变压器等效模型图3-4MOS管的寄生电容模型见图3-3，由于在实际绕制变压器过程中，难以保证绕组线材是完全绕满变压器骨架的，因此漏感会不可避免地存在，而漏感大小一般会控制在励磁电感Lm的电感量的2%，由于在MOS管关断时，初级励磁电感的能量能够耦合到次级，但漏感能量却不能够，因此只能通过原边电路的分布电容和MOS管结电容（见图3-4）以及漏感谐振来缓慢的消耗，由于MOS管结电容比较小，所以在谐振过程中极其容易使MOS管漏源极之间的电压升的很高，容易损坏MOS管，因此需要加吸收电路。图3-5DCM模式（VAC=300V,IO如图3-5光标1与光标2之间的电压差值为漏感电压，V漏感此外吸收电路除了防止器件损坏，也是能够起到提高整机效率的作用，但是如果吸收电路的参数设计不正确时，也是会降低效率。1.2.2RCD吸收电路及其参数设计在开关电源中，由于原边漏感对MOS管的影响比较大，所以经常会在变压器原边设计一RCD电路加以吸收漏感，进而降低MOS管的应力，起到保护作用。RCD电路工作原理：当MOS管导通时，MOS管的内阻很低，只有几十毫欧，漏源极之间电压很低，因此吸收电路的二极管D反偏截止；当MOS管关断时，MOS管漏极电压为Vin+(NRCD吸收参数设计：RC参数选取的原则：1）满足开关管应力的降额要求。2）引入RCD吸收电路，目的是消耗漏感能量，但不能消耗主励磁电感能量，否则会降低电路效率。元器件参数设计：

1)确定钳位电压Vc(max)根据MOS管选型和输入最高电压，考虑MOS管90%降额，可以计算RCD吸收钳位电压:V而该电源产品中选用700V耐压的MOS管，最高输入电压为305V，有V2)确定二极管D:由于一直处于开关状态，所以二极管D本身也是一个EMI干扰源，出于EMI性能的考虑，RCD吸收电路通常采用慢恢复二极管，在MOS管关断瞬间，二极管D导通,二极管两端电压VD与MOS管3)确定泄放电阻R:假定吸收电容C两端电压VcP又因为泄放电阻消耗的能量为漏感存储的能量与漏感电流流经反射电压源产生的能量之和，有:WW其中(Vc(max)泄放电阻R的平均功率为:P可以得到:R=在式子中V由输出功率公式：P可得漏感能量和励磁电感能量的关系：f开关频率fs=70KHz，由于漏感控制在初级电感感量的2%，实际变压器的初级电感感量为670×所以f则由R=≈89461根据实际已有电阻器件，电路R取90kΩ。4)确定钳位电容CMOS管关断后，钳位电容C吸收能量，电压快速升高，再由R持续为C放电，Vc缓慢下降,V1所以:C=为了避免钳位电阻去消耗励磁电感的能量，需保证Vc的最小值大于反射电压VV且I所以:C>=0.405nF#由于C取值需要尽量小以减小损耗，根据已有器件，所以C值最终取1nF。1.3软启动电路设计1.1.1软启动电路的作用开关电源中的软启动电路主要分为：控制芯片引脚自带软启动功能、原边外加的软启动方式、副边外加的软启动方式。一般开关电源的控制芯片都会有软启动功能，防止开机启动时开关器件承受较大的电流尖峰造成损坏或者出现输出电压过冲损坏后端应用。1.1.2芯片内置软启动电路的工作原理图3-6SCM1707A芯片内置软启动电路示意图见图3-6，对于SCM1707A芯片来说，它内部反激级采用内置软启动,直接通过控制VFB电压的逐渐上升来使得软启电流近似于连续模式逐渐增加，其目的是能够改善开机过冲来改善启机波形，如果软启动电流阶跳变较大呈阶梯式地上升时，带满载启机时输出电压波形也是阶梯式上升的。如果不控制VFB电压，那么在启机过程瞬间环路尚未建立，光耦不抽电流，由于IC内部有5V的高基准源，那么VFB将为了正常工作后不能影响环路，所以软启动结束后，VFB会被芯片控制为1.1.3副边外加的软启动电路工作原理图3-7副边外加的软启动电路图虽然SCM1707A具有内置软启动电路，但是由于其软启动电容集成在芯片内部，无法通过调节软启动电容来调节软启动时间，且内置软启动电容较小，一般控制的软启动时间为4ms以下，对启机波形的改善还不够完全，所以采取外加副边软启动电路来调节其外加的软启动电容，进而得到一个较好的启机波形。如图3-7是副边外加的软启动电路，它由一个电阻R33，一个电容C18和一个二极管D11组成，该软启动电路的效果也是同样能够改善开机过冲来改善启机波形。现假设该电源中没有内置或者外加的软启动电路，那么在开机瞬间，电源的输出电压VO尚未建立到设定的电压值（12V），此时TL431截止，那么光耦原边也没有电流流过，光耦的副边也没有电流流过，相当于整个负反馈回路是断开状态，控制芯片的FB引脚旁由于有5V基准源而会使得VFB很高，进而PWM输出最大占空比，容易造成输出电压过冲。但增加了如图3-7的副边软启动电路后，在开机时只要输出电压大于一定值（一般为几伏特，即R16、光耦和二极管D11的总压降）时，软启动电容C18开始充电，为负反馈光耦原边提供了一个电流通道，光耦的副边在这个过程中也有电流流过，这个电流可以提前控制FB引脚电压，让由于该副边外加的软启动电路因为其位置在副边以及电阻R16、光耦和二极管会产生压降，所以软启动的作用时间有点延时，不能实现在整个开机过程中软启动，而是在输出电压建立到一定值后才会进行软启动。为了限制避免对环路造成影响，电路中二极管D11的单向导电性可以保证电容C18充满电后不会影响到TL431工作。而每一次关断过后，电容C18存储的能量都通过电阻R33进行释放以保证下一次启动时软启动电路仍然作用。1.4MOS管外围电路设计1.4.1MOS管损耗分析在电路中MOS管作为主开关使用，与变压器一起把直流电转换为交流电。对于开通过程原理，简而言之，NMOS管的栅极电压Vgs大于一定值时，漏源极之间就会导通，低于该值就会关断。然而在损耗方面，作为功率开关管的MOS管实际上并不是理想的开关器件，因为MOS管在导通和关断的时候，一定不是在瞬间完成的，在导通时，见图3-8，开关管的Vds不会瞬间下降到0，在此过程会存在开通时间tr，与此同时，此过程流过MOS管的电流MOS管关断时，见图3-9，此时分析过程与上述MOS管导通过程的分析类似，在关断区间同样会产生损耗，即关断损耗。图3-8MOS管开通过程简单示意图图3-9MOS管关断过程简单示意图开通损耗和关断损耗也称开关损失，而且开关频率越快，损失也越大，这也是高频开关电源的缺陷之一；同时由于导通瞬间电压和电流的乘积很大，造成的损失也就很大，所以缩短开关时间可以减小每次导通时的损失，此外降低开关频率，也是可以减小单位时间内的开关次数，进而减少开关损耗。1.4.2MOS管外围电路的作用由于在开关电源中，MOS管，输出二极管，变压器三者所产生的损耗分别各占总损耗的30%，该超宽压电源又是拥有两级拓扑电路，即同时拥有两个MOS管，所以产生的损耗必然比寻常电源产品还要多，所以为了减小MOS管的开关损耗，提高电源的整体效率，需对其外围电路进行如下设计：图3-10MOS管外围设计电路图图3-10中二极管D7和电阻R10的存在是为了在电阻R11上这一条开关通路的基础上增加一条支路，分担了部分电流，加快了MOS管的关断速度，缩短了关断时间，自然也减小了关断损耗，提高了整机效率，但是关断时间的缩短虽然对效率提升有好处，但是时间过短，容易造成dVdt或者dIdt增大，会加大电源对外界环境的电磁干扰，即EMI性能差，不容易满足电源EMC认证的要求，所以电阻R10和R11不能取得太小，否则开通和关断时间太短不容易通过EMI性能要求，因此需要在满足EMI的性能要求下来压缩关断时间，根据实际调试，得电阻R10和R11均为100电阻R36和R37是采样电阻，负责把电流信号转化为电压信号，进而传递给芯片的CS引脚来判别是否过流。电阻R1是为了消耗MOS管结电容的能量，防止栅极积累的静电电压太高以至于容易损坏MOS管，同时也是因为能够为结电容提供泄放通道而加快MOS管开关速度。1.5两级反馈回路设计1.5.1前级反馈环路设计前级反馈主要用来调节Boost拓扑电路的稳定输出，见图3-11，前级环路是通过芯片内置误差放大器接受辅助绕组反馈回来的输出电压信息后,进而调节前级功率管GT1的开关频率和峰值电流幅度,进而稳定母线电压117V。图3-11前级反馈环路（芯片内部）示意图1.5.2后级反馈环路设计1）光耦PC817：