电子及基础应用 1

第2章直流-直流变换电路

概述一、直流-直流变换的定义及分类

直流-直流变换电路（DC-DCConverter）的功能是将一组电参数的直流电能变换为另一组电参数直流电能的电路，包括直接直流变换电路和间接直流变换电路。

直接直流变换——斩波电路

带隔离的直流-直流变换电路——直-交-直电路。

习惯上，DC-DC变换器包括以上两种情况，且甚至更多地指后一种情况。二、常见的直流变换方法分析模拟电子学的方法也能进行直流电能的变换，但这些变换损耗很大。

现代的DC-DC变换电路普遍应用开关变换技术，大大提高了变换效率，这种变换器常常被称为开关变换器或开关电源。电阻分压和串联线性直流变换改变电压的方式及损耗分析三、电力电子变流电路几个常用的基本概念周期：电力电子器件的开关周期，用Ts表示。频率：电力电子器件的开关频率，用f或

fs表示。占空比（DutyCycle，简称D）：电力电子开关的导通时间

ton与开关周期

Ts的比值：D=ton/Ts。脉冲宽度调制（PWM）：Ts不变，改变

ton的控制方式，脉冲频率调制（PFM）：ton不变，调节

Ts（也就是改变频率）的控制方式。2.1基本斩波电路2.1.1降压斩波电路——BUCK电路

降压斩波电路也称Buck电路，是输入输出非隔离DC-DC变换电路中常用的一种功率变换电路，其功能是将某一电压等级的直流输入电压变换为另一更低等级固定直流电压或可调直流电压的电力电子变换电路。一、电路结构及原理Uo=DUd开关开通时开关关断时由于在一个周期中，电感电流净增长为零，则得到：

上式表明：电力由于在一个周期中，电感电流净增长为零，则得到：电子电路稳态工作时，一个开关周期内电感电压的伏秒面积为零，亦即电感电压平均值为零。这意味着，在一个开关周期内，电感电压的正伏秒面积等于其负伏秒面积，这就是电感的伏秒面积平衡，如图所示。化简得：忽略损耗，输入/输出平均电流的关系为电感电流的脉动值为电感电流的脉动造成输出电容的充放电，形成纹波电压

电路稳态工作时，电容电流的安秒面积在一个开关周期内为零，亦即电容电流的平均值为零。这意味着，在一个开关周期内，电容电流的正安秒面积等于其负安秒面积，这就是电容的安秒面积平衡。电感电流临界连续电感电流断续前面分析了Buck电路电感电流连续模式时的工作状态（简称CCM），这种状态的特点是电感电流始终大于零。随着电感电流的减小，出现一个周期内电感电流的起始点和终点可能正好处于零位，如图所示，这种状态称为电感电流临界连续。如果电感电流继续减小，则会出现图示的在一个周期结束之前电感电流已经下降为零，这种状态称为电感电流断续模式（DCM）。由于脉动电感电流在一个周期内的平均值为输出负载电流，所以随着负载电流的减小，电感电流可能出现断续。2.1.2升压斩波电路（BoostConverter）在电感电流连续模式下，输入输出电压满足关系式：由于占空比0＜D＜1，所以输出电压高于输入电压，因此称为升压变换电路。当MOSFET开通时，电感充电储能，其电流线性上升，在此期间，负载电流由电容C放电提供。开关导通期间：开关关断期间：根据一个周期内电感满足的伏秒积为零的结论，得到：忽略电路工作时的损耗，输入功率等于输出功率：Ui

Ii

=UoIo得到输入电流和输出电流的关系式为：电感电流脉动量峰-峰值为

考虑到输出电压脉动很小，一周期内电容充放电平衡，根据图中的ic波形，开关导通期间，电容C提供负载电流，其端电压由正峰值下降到负峰值，∆Q对应的时间为ton，与Buck电路的分析类似，电容电压纹波峰-峰值为：与Buck电路类似，电感电流也存在连续、临界连续和断续的模式。2.1.3电流可逆斩波电路

VT1和VD1构成降压斩波电路，由电源向直流电动机供电，电动机为电动运行，工作于第1象限；VT2和VD2构成升压斩波电路，把直流电动机的动能转变为电能反馈到电源，使电动机作再生制动运行，工作于第2象限。电流可逆斩波电路为降压斩波电路与升压斩波电路组合，此电路电动机的电枢电流可正可负，但电压只能是一种极性，故其可工作于第1象限和第2象限。当电路只做降压斩波器运行时，VT2和VD2总处于断态；只做升压斩波器运行时，则VT1和VD1总处于断态。注意：若VT1和VT2同时导通，将导致电源短路，进而会损坏电路中的开关器件或电源，因此必须防止出现这种情况。

第三种工作方式，即在一个周期内交替地作为降压斩波电路和升压斩波电路工作。在这种工作方式下，当降压斩波电路或升压斩波电路的电流断续而为零时，使另一个斩波电路工作，让电流反方向流过，这样，电动机电枢回路总有电流流过。

例如，当降压斩波电路的VT1关断后，由于积蓄的能量少，经一短时间电抗器L的储能即释放完毕，电枢电流为零。这时使VT2导通，由于电动机反电动势Em的作用使电枢电流反向流过，电抗器L积蓄能量。待VT2关断后，由于L积蓄的能量和Em共同作用使VD2导通，向电源反送能量。当反向电流变为零，即L积蓄的能量释放完毕时，再次使VT1导通，又有正向电流流通。如此循环，两个斩波电路交替工作。图b是这种工作方式下的输出电压、电流波形，图中在负载电流io的波形上还标出了流过各器件的电流。2.1.4桥式可逆斩波电路要使电动机进行正、反转以及可电动又可制动的场合时，就必须将两个电流可逆斩波电路组合起来，分别向电动机提供正向和反向电压，即成为桥式可逆斩波电路。当使VT4保持通态时，该斩波电路就等效为电流可逆斩波电路，向电动机提供正电压，可使电动机工作于1、2象限，即正转电动和正转再生制动状态。此时，需防止VT3导通造成电源短路。当使VT2保持为通态时，VT3、VD3和VT4、VD4等效为又一组电流可逆斩波电路，向电动机提供负电压，可使电动机工作于第3、4象限。其中VT3和VD3构成降压斩波电路，向电动机供电使其工作于第3象限即反转电动状态，而VT4和VD4构成升压斩波电路，可使电动机工作于第4象限即反转再生制动状态。采用这种结构较为复杂的电路来完成直流-直流的变换有以下原因：1）输出端与输入端需要隔离。2）某些应用中需要相互隔离的多路输出。3）输出电压与输入电压的比例远小于1或远大于1。4）交流环节采用较高的工作频率，可以减小变压器和滤波电感、滤波电容的体积和重量。2.2输入-输出隔离型直流-直流变换电路

同基本直流斩波电路相比，直流变流电路中增加了交流环节，因此也称为直-交-直变换电路2.2.1反激电路（FlybackConverter）

反激变换电路的电路结构如图所示，变压器一次和二次绕组的极性相反。在反激电路中，变压器除了实现电隔离和电压匹配之外，还有储存能量的作用，前者是变压器的属性，后者则是电感的属性，因此有的文献称之为电感变压器（可看作是一对相互耦合的电感）。反激变换电路

VF导通时，输入电压加于变压器原边（上正下负），变压器一次绕组电流i1线性上升，二次绕组电压：u2=n21Ui（n21=N2/N1）

根据同名端的关系，副边电压下正上负，它使二极管VD反偏截止，i2=0，负载电流由电容C放电维持。在该阶段中，变压器作为电感从电源吸收能量，一次绕组电感L1电流线性上升，满足关系

当VF关断后，原先存储在L1中的能量不能突变，为维持磁通连续，变压器一次和二次绕组电压极性改变，u2为上正下负，迫使副边二极管VD正偏导通，电感储能转化为电能向负载供电和C充电。

由图可见，一旦二极管VD导通，u2便被箝位在输出电压uo上，若C值很大，uo无纹波，则u2=－Uo，u2电压在原边N1绕组两端的反射电压为n12Uo，极性下正上负，在此电压下，L1电流线性下降，满足关系二极管导通后，变压器原边电压被输出反射电压箝位为（N1/N2）Uo，根据电感L1伏秒积相等的原则，得到下式化简得到MOSFET关断期间其DS承受的电压为

在输入电压较高时，需要控制占空比以抑制MOSFET的DS电压，通常输入电压在300～400V时，应控制占空比小于50%，以免需要的MOSFET耐压过高造成选择开关管的困难。

在电感L1电流断续模式下（DCM），当电感电流为零时，变压器原边电流为零，相应的输出二极管D关断，变压器原边不再有副边反射电压，则这时MOSFET的DS电压会由断续前的在电感电流断续模式下，输入输出电压关系为变为2.2.2双管正激电路

两管同时开通，变压器原边所加电压为输入电压Ui，极性为上正下负，二极管VD3导通，直流电源经VT1、VT2和VD3向负载供电。当VT1和VT2同时关断后，输出滤波电感电流不能突变，VD4导通续流输出滤波电感电流iL；为了维持变压器磁化电流im连续，VD1和VD2正偏导通，变压器原边电压u1=－Ui，u2=－Ui/n，VD3反偏截止，im由VT1、VT2转移到VD1和VD2中。

由于原边绕组N1电压u1=－Ui，变压器磁化电流im线性下降并沿VD1和VD2流向输入电源，将原先存储在磁场中的能量转化为电场能量。

VD1和VD2起着磁芯复位电路的作用，只要占空比D≤0.5，磁芯便能实现磁复位；由于im升降的斜率相同，故在t=2ton之后，im=0，VD1和VD2关断，原边各器件处于断态，变压器原边电压u1=0，输出滤波电感继续沿D4续流。变压器副边电压为幅值Ui/n（n为原副边匝比）的脉冲电压（图2-21），经LC滤波后得到输出电压Uo为

在双管正激电路中，由于VD1和VD2在VT1和VT2关断之后导通，VT1和VT2的最高正向阻断电压被箝位在电源电压上，即UDSm=Ui。变压器铁芯只工作于磁化曲线的第一象限，单向磁化，故铁芯利用率不高。由于桥的上下臂VT和VD反串连接，无共态导通，其可靠性远高于上下臂顺串连接的桥式电路。双管正激电路的弱点是：1）由于磁复位的需要，D＜0.5，电路直流电压利用率不高、电压调节范围小。2）变压器二次侧电压高，相应地D3和D4的电压应力大，限制了双管电路在高直流输出电压场合的应用。3）输出电压和电流的脉动较大。

变压器磁芯复位原理：

开关开通后，变压器的励磁电流由零开始，随着时间的增加而线性增长，直到开关关断。关断后到下一次开通的时段内，必须设法使励磁电流降回到零，否则下一个开关周期中，励磁电流将在本周期结束时的剩余值上继续增加，并在以后的开关周期中依次累积起来，变得越来越大，从而导致变压器的励磁电感饱和。励磁电感饱和后，励磁电流会迅速地增长，最终损坏电路中的开关元件。在开关关断后使励磁电流降回零是非常重要的，这一过程称为变压器的磁芯复位。磁芯复位过程各物理量的变化如图所示，在开关关断后，变压器励磁电流通过VD1、VD2流回电源，并在反向电压（－Ui）下线性地下降为零。从开关关断到励磁电流下降到零所需的时间为trst，开关处于断态的时间必须大于trst，以保证开关下次开通前励磁电流能够降为零，使变压器磁芯可靠复位。2.2.3半桥变换电路VF1与VF2交替导通，使变压器一次侧形成幅值为Ui/2的交流电压。改变开关的占空比，就可以改变二次侧整流电压uS的平均值，也就改变了输出电压Uo。VF1导通时，二极管VD1处于通态，VF2导通时，二极管VD2处于通态，当两个开关都关断时，变压器绕组N1中的电流为零，VD1和VD2都处于通态，各分担一半的电流。VF1或VF2导通时电感L的电流逐渐上升，两个开关都关断时，电感L的电流逐渐下降。VF1和VF2断态时承受的峰值电压均为Ui。2.2.3半桥变换电路2.2.3半桥变换电路

由于电容的隔直作用，半桥电路对由于两个开关导通时间不对称而造成的变压器一次侧电压的直流分量有自动平衡作用，因此不容易发生变压器的偏磁和直流磁饱和。

输出电压：当滤波电感L的电流连续时：2.2.4推挽变换电路推挽电路中两个开关VF1和VF2交替导通，在绕组N11和N12两端分别形成相位相反的交流电压，改变占空比就可以改变输出电压。VF1导通时，二极管VD1处于通态，电感L的电流逐渐上升。VF2导通时，二极管VD2处于通态，电感L的电流也逐渐上升。2.2.4推挽变换电路当两个开关都关断时，VD1和VD2都处于通态，各分担一半的电流。VF1和VF2断态时承受的峰值电压均为2倍Ui。VF1和VF2同时导通，相当于变压器一次侧绕组短路，因此应避免两个开关同时导通。当滤波电感L的电流连续时

推挽电路的特点：开关断态时承受的峰值电压均为两倍Ui，所以推挽电路适合于输入电压比较低的应用场合；两个MOSFET的S极直接相连到输入电源负极，开关管驱动容易；变压器初级回路中只有一个开关，通态损耗小；变压器原边电压为输入电压，只用两个开关管即可获得较大的输出功率，适合于几百瓦～几千瓦的开关电源；推挽电路没有半桥式电路的电流自平衡作用，在两个开关管占空比有误差时，变压器将出现直流偏磁现象。直流偏磁问题分析及防止

桥式电路和推挽电路变压器原边激磁电压波形如图，当正负半波完全对称时，有U1t1=U2（t3－t2），平均电压为零，无直流电流。当出现U1t1≠U2（t3－t2）时（波形不对称），平均电压不为零，出现一个直流电压Udc施加于初级绕组，由于绕组直流电阻一般很小，就导致比较大的直流激磁电流产生磁通密度Bdc；由于通常磁性材料有饱和磁通密度Bs的限制，使得变压器允许的磁通密度变化量△B＝Bs－Bdc变小，变压器传递功率的能力下降，最恶劣的结果是直接导致变压器磁路饱和，变压器失效，因此必须加以防止。对于桥式电路，可以在变压器初级绕组上串入一个电容，电容的隔直作用将消除直流电流，有效防止偏磁。对于推挽电路，无法加隔直电容，通常采用瞬时电流控制方式来避免磁路饱和。激磁电压工作波形2.2.5全桥变换电路当VT1与VT4开通后，二极管VD5处于通态，电感L的电流逐渐上升；VT2与VT3开通后，二极管VD6处于通态，电感L的电流也上升。

当4个开关都关断时，4个二极管都处于通态，各分担一半的电感电流，电感L的电流逐渐下降.S1和S2断态时承受的峰值电压均为Ui。2.2.5全桥变换电路如果VT1、VT4与VT2、VT3的导通时间不对称，则交流电压uP中将含有直流分量，会在变压器一次侧产生很大的直流分量，造成磁路饱和，因此全桥电路应注意避免电压直流分量的产生，也可以在一次侧回路串联一个电容（隔直电容），以阻断直流电流。输出电压：滤波电感电流连续时：

电路优点缺点功率范围应用领域反激电路非常简单，成本很低，可靠性高，驱动电路简单难以达到较大的功率，变压器单向励磁，利用率低几瓦～几百瓦小功率电子设备、消费电子设备电源、手机充电器及多路输出辅助电源等双管正激电路简单，成本较低，可靠性高变压器单向励磁，利用率低，需要隔离驱动电路几百瓦～几千瓦可靠性要求较高的中、小功率电源半桥变压器双向励磁，没有变压器磁偏问题，开关较少，成本低有直通问题，可靠性低，需要隔离驱动电路几百瓦～几千瓦各种工业电源、计算机电源等全桥变压器双向励磁，容易达到大功率结构复杂，成本高，有直通问题，可靠性低，需要多组隔离驱动电路几百瓦～几百千瓦大功率开关电源推挽变压器双向励磁，变压器一次电流回路只有一个开关，通态损耗小，驱动简单有偏磁问题几百瓦～几千瓦低输入电压开关电源隔离型直流-直流变换电路的比较2.2.6隔离型直流-直流变换电路的输出整流双端电路中常用的整流电路形式：1、全波整流电路；2、全桥整流电路；3、同步整流。全波整流电路的优点在于电感L的电流回路中只有一个二极管压降，损耗小，而且整流电路中只需要2个二极管，元件数较少；缺点是二极管断态时承受的反压较高，为两倍的交流电压幅值，对器件耐压要求较高，而且变压器二次侧绕组有中心抽头，结构较复杂。由于上述特点，全波整流电路适合于输出电压较低的情况。全桥电路的优点是二极管在断态承受的电压仅为交流电压幅值，变压器的绕组简单。缺点是电感L的电流回路中存在两个二极管压降，损耗较大，而且电路中需要4个二极管，元件数较多。全桥整流电路适合于高压输出的应用场合。

当电路的输出电压非常低时，可以采用图示的同步整流电路，利用低压大电流定额的MOSFET具有非常小的导通电阻（几毫欧）的特性降低整流电路的导通损耗，进一步提高效率。这种电路的缺点是需要对Q1和Q2的通与断进行控制，增加了控制电路的复杂性。实际使用中，为了简化驱动电路，通常将两个MOSFET接成共S极且与输出电路共地的形式，见图b，这里利用了MOSFET的逆导特性。同步整流电路2.3直流-直流变换电路的控制技术2.3.1直流-直流PWM控制的基本原理1.PWM信号的产生

DC-DC变换电路通常采用PWM控制方式，PWM驱动控制信号一般都采用锯齿波或三角波与脉宽控制信号比较的方法产生，其原理如图2-32a所示，在锯齿波或三角波大于或小于直流调制信号Ur时，产生输出脉冲信号，调节Ur大小可以调节脉冲宽度，即调节占空比D的大小（图2-32b）。锯齿波和三角波Uc称为载波，其频率决定主电路中开关管的开关频率；脉宽控制信号Ur称为调制波或控制波。2.稳压控制原理（闭环控制）

输入电压或负载变化引起输出电压波动而偏离设定值，相应的输出反馈电压发生改变，在其与参考电压uref比较后得到误差信号ue，误差信号经过PID调节器进行比例放大、积分和微分运算，其输出信号ur作为调制（控制）信号与三角载波（或锯齿波载波）比较后得到占空比信号D，通过改变占空比调节输出电压抵消由于输入电压和负载变化引起的输出电压变化，直到输出电压重新回到设定值而误差信号为零时，调节过程完成。从输入电压或负载变化引起输出电压变化开始，到通过闭环调节使输出电压重新回到设定值的过程称为动态过程。3.PWM控制芯片简介SG35252.3.2电压/电流型控制模式1、电压型控制

反馈控制系统中仅有一个输出电压反馈控制环，因此这种控制方式称为电压模式控制。

2、电流型控制在电压反馈环内增加了电流反馈控制环，电压控制器的输出信号作为电流环的参考信号，给这一信号设置限幅，就可以限制电路中的最大电流，达到短路和过载保护的目的，还可以实现恒流控制。

电流模式控制方式有多种不同的类型，其中最为常用的是峰值电流模式控制和平均电流模式控制。反激变换器通常采用峰值电流控制方式，而开关电源的输出限流等采用平均电流模式。图示为常见的电流型集成控制芯片UC3842的内部结构及其控制的反激变换电路。电路中R2、（C2+C4）构成启动电路，在（C2+C4）上的电压达到芯片启动电压时电路启动，然后由变压器NS2绕组与二极管D2、C4构成自馈电路产生模块UC3842的电压闭环反馈信号并提供芯片的工作电压。与MOS管S极串联的电阻用于电流反馈，电流采样信号和电压环输出比较产生占空比信号，同时逐个周期限制了开关管的电流峰值。因此该电路有电压、电流的双闭环。高频变压器接有RCD缓冲电路，用于吸收尖峰电压。2.4开关电源线性电源基本电路结构

半桥型开关电源电路结构

采用先用工频变压器降压，然后经过整流滤波后，由线性调压得到稳定的输出电压。这种电源称为线性电源。

采用先整流滤波、后经高频逆变得到高频交流电压，然后由高频变压器隔离及降压、再整流滤波的办法。这种采用高频开关方式进行电能变换的电源称为开关电源。

开关电源在效率、体积和重量等方面都远远优于线性电源，因