开关电源基础与应用(第二版)555

第1章开关电源基本原理

1.1开关电源的组成与工作原理1.2开关电源主要类型1.3开关电源主要结构1.4开关电源辅助技术1.5开关器件的选择与驱动1.6整流电路1.7电源指标测试与电源管理1.8电磁兼容技术与噪声

1.1开关电源的组成与工作原理

1.1.1开关电源工作原理

开关电源的工作原理可以用图1-1进行说明。图中输入的直流不稳定电压Ui经开关S加至输入端，S为受控开关，是一个受开关脉冲控制的开关调整管。开关S按要求改变导通或断开时间，就能把输入的直流电压Ui变成矩形脉冲电压。这个脉冲电压经滤波电路进行平滑滤波就可得到稳定的直流输出电压Uo。图1-1开关电源的工作原理定义脉冲占空比如下：(1-1)式中，T表示开关S的开关重复周期；ton表示开关S在一个开关周期中的导通时间。开关电源直流输出电压Uo与输入电压Ui之间具有如下关系：

Uo=UiD

(1-2)1.1.2开关电源的构成

开关电源由以下四个基本环节组成(见图1-2)：

(1) DC/DC变换器：用以进行功率变换，是开关电源的核心部分。DC/DC变换器有多种电路形式，其中控制波形为方波的PWM变换器以及工作波形为准正弦波的谐振变换器应用较为普遍。

(2)驱动器：开关信号的放大部分，对来自信号源的开关信号放大、整形，以适应开关管的驱动要求。

(3)信号源：产生控制信号，由它激或自激电路产生，可以是PWM信号，也可以是PFM信号或其他信号。

(4)比较放大器：对给定信号和输出反馈信号进行比较运算，控制开关信号的幅值、频率、波形等，通过驱动器控制开关器件的占空比，达到稳定输出电压的目的。图1-2开关电源基本组成框图1.1.3开关电源的特点

开关电源具有以下特点：

(1)效率高。开关电源的功率开关调整管工作在开关状态，所以调整管的功耗小、效率高。调整管的效率一般为80%～90%，高的可达90% 以上。

(2)重量轻。由于开关电源省掉了笨重的电源变压器，节省了大量的漆包线和硅钢片，所以电源的重量只是同容量线性电源的1/5，体积也大大缩小。

(3)稳压范围宽。开关电源的交流输入电压在90～270V范围变化时，输出电压的变化在 ±2% 以下。合理设计电路还可使稳压范围更宽，并保证开关电源的高效率。

(4)安全可靠。在开关电源中，由于可以方便地设置各种形式的保护电路，所以当电源负载出现故障时，能自动切断电源，保护功能可靠。

(5)元件数值小。由于开关电源的工作频率高，一般在20 kHz以上，所以滤波元件的数值可以大大减小。

(6)功耗小。功率开关管工作在开关状态，其损耗小；电源温升低，不需要采用大面积散热器。采用开关电源可以提高整机的可靠性和稳定性。

1.2开关电源主要类型

1.2.1控制方式

1．脉冲宽度调制式

由开关电源输出直流电压表达式(1-2)可知，控制开关管的导通时间ton，可以调整输出电压Uo，达到输出稳压的目的。脉冲宽度调制(PWM)方式是采用恒频控制，即固定开关周期T，通过改变脉冲宽度ton来实现输出稳压。开关器件的开关频率f由自激或它激方式产生。

2．脉冲频率调制式

脉冲频率调制(PFM)方式是利用反馈来控制开关脉冲频率或开关脉冲周期，实现调节脉冲占空比D，达到输出稳压的目的。

3．脉冲调频调宽式

这种控制方式是利用反馈控制回路，既控制脉冲宽度ton，又控制脉冲开关周期T，以实现调节脉冲占空比D，从而达到输出稳压的目的。

4．其他方式

若触发信号利用电源电路中的开关晶体管、高频脉冲变压器构成正反馈环路，完成自激振荡，使开关电源工作，则这种电源称为自激式开关电源。

它激式开关电源需要外部振荡器，用以产生开关脉冲来控制开关管，使开关电源工作，输出直流电压。它激式电源大多数需要专用的PWM触发集成电路。1.2.2连接分类

电源以功率开关管的连接方式分类，可分为单端正激开关电源、单端反激开关电源、半桥开关电源和全桥开关电源；以功率开关管与供电电源、储能电感的连接方式以及电压输出方式分类，可分为串联开关电源和并联开关电源。

串联开关电源、并联开关电源、单端正激、单端反激、半桥及全桥开关电源的工作原理将在以后章节分别讨论。1.2.3输出取样方式

取样电路是电源反馈电路的重要部分，取样方式对系统的稳定性有决定作用。取样方式是开关电源电路设计的重点工作之一。

1．直接取样电路

图1-3为直接输出取样电路在开关电源中的应用实例。光电耦合器中三极管集电极电流IC的大小与发光二极管电流IF及光电耦合系数h成正比例关系，即

IC=hIF

(1-3)图1-3直接输出取样电路当开关电源的输出电压因输入电压升高或负载减轻而升高时，开关电源 +B滤波电容C561两端升高的电压一路经取样电阻R555、R556取样，光电耦合器OC515的1脚电压升高，即发光二极管正极电位升高；另一路经取样电阻R552、RP551、R553取样，误差放大管VT553的基极电位升高，由于VT553发射极接有稳压管，其发射极电位不变，所以VT553加速导通，集电极电位下降，于是OC515内的发光二极管发光强度增大，OC515内的光电三极管内阻下降，脉宽调节电路的VT511、VT512相继导通，开关管VT513导通时间减小，使输出电压下降到正常值。采用直接输出取样方式的开关电源安全性好，且具有便于空载检修、稳压反应速度快、瞬间响应时间短等优点。

由误差取样电路与误差放大电路组成的三端误差取样放大器电路如图1-4所示。该电路不但简化了结构，而且提高了电路的可靠性。图1-4三端误差取样放大器电路

2．间接取样电路

图1-5是一个开关电源的间接输出取样电路。在开关变压器上专门设置有取样绕组(即①、②绕组)，取样绕组感应的脉冲电压经VD811整流，在滤波电容C815两端产生供取样的直流电压。由于取样绕组与次级绕组采用了紧耦合结构，所以滤波电容C815两端电压的高低就间接反映了开关电源输出电压的高低。

间接输出取样方式的缺点是响应慢，当输出电压因输入电压等原因发生突变时，输出电压的变化需经开关变压器磁耦合才能反映到取样绕组两端，所以稳压的动态效果一般。图1-5间接输出取样电路

1.3开关电源主要结构

1．串联型结构

串联开关电源工作原理方框图如图1-6所示。功率开关晶体管VT串联在输入与输出之间，正常工作时，它在开关驱动控制脉冲的作用下周期性地在导通和截止之间交替转换，使输入与输出之间周期性地闭合与断开。输入不稳定的直流电压通过功率开关晶体管VT后输出为周期性脉冲电压，再经滤波后就可得到平滑的直流输出电压Uo。Uo与功率开关晶体管VT的脉冲占空比D有关，见式(1-2)。输入交流电压或负载电流的变化将引起输出直流电压的变化，通过输出取样电路将取样电压与基准电压相比较，误差电压通过误差放大器放大，去控制脉冲调宽电路的脉冲占空比D，就可达到稳定直流输出电压Uo的目的。串联开关电源中的功率开关管VT串在输入电压Ui与输出电压Uo之间，因此对开关管耐压要求较低。但是由于输入电压和输出电压共用地线，故电源输入与输出间不隔离。图1-6串联开关电源原理图

2．并联型结构

并联开关电源工作原理方框图如图1-7所示。功率开关晶体管VT与输入电压、输出负载并联，输出电压为(1-4)图1-7是一种输出升压型开关电源，电路中有一个储能电感，适当利用这个储能电感可将并联开关电源转变为广泛使用的变压器耦合并联开关电源。图1-7并联开关电源原理图变压器耦合并联开关电源原理图如图1-8所示。图1-8变压器耦合并联开关电源原理图功率开关晶体管VT与开关变压器初级绕组串联，连接在电源供电输入端，它在开关脉冲信号的控制下周期性地导通与截止。集电极输出的脉冲电压通过变压器耦合在次级得到脉冲电压，这个脉冲电压经整流滤波后得到直流输出电压Uo。经过取样电路将取样电压与基准电压UE进行比较，误差电压通过误差放大器放大后输出至功率开关晶体管VT，通过控制VT的导通与截止达到控制脉冲占空比的目的，从而稳定直流输出电压。由于采用变压器耦合，所以变压器的初、次级相互隔离，使初级电路地与次级电路地分开，做到次级电路地不带电，使用时很安全。同时由于变压器耦合，可以使用多组次级绕组，在次级得到多组直流输出电压。

3．正激式结构

正激式开关电源电路如图1-9所示，是一种采用变压器耦合的降压型开关稳压电源。加在变压器N1绕组上的脉冲电压振幅等于输入电压Ui，脉冲宽度为功率开关管VT导通时间ton的开关脉冲序列，变压器次级开关脉冲电压经二极管VD1整流变为直流。电源中功率开关管VT导通时变压器初级绕组励磁电流最大值为(1-5)式中：LN1表示变压器初级绕组N1的电感量；D表示脉冲占空比；T表示脉冲开关周期。图1-9正激式开关电源电路正激式开关电源的特点是：当初级的功率开关管VT导通时，电源输入端的能量由次级二极管VD1经输出电感L为负载供电；功率开关管VT断开时，由续流二极管VD2继续为负载供电，并由消磁绕组N3和消磁二极管VD3将初级绕组N1的励磁能量回馈到电源输入端。

4．反激式结构

反激式开关电源电路如图1-10所示。功率开关管VT导通时，输入端的电能以磁能的形式存储在变压器的初级绕组N1中，依据图中次级N2同名端标注，二极管VD1不导通，负载没有电流流过。功率开关管VT断开时，变压器次级绕组以输出电压Uo为负载供电，并对变压器消磁。

反激式开关电源电路简单，输出电压Uo既可高于输入电压Ui，又可低于Ui，一般适用于输出功率为200 W以下的开关电源中。图1-10反激式开关电源电路

5．半桥型结构

当要求电源输出功率较大时可采用半桥型开关电源，其工作原理和波形如图1-11所示。两个功率开关晶体管VT1和VT2在开关驱动脉冲的作用下，交替地导通与截止。当开关管VT1导通时，在输入电压Ui作用下，电流经VT1、变压器初级绕组N1和电容C2给变压器初级绕组N1励磁，同时经次级二极管VD1、绕组N2给负载供电。当开关管VT1截止、VT2导通时，输入电源经C1、变压器初级绕组N1、开关管VT2给变压器初级绕组N1励磁，同时经次级二极管VD2给负载供电。所以，电源通过功率开关管VT1、VT2交替给变压器初级绕组N1励磁并为负载供电。变压器初级的脉冲电压幅度为Ui/2。同样，电容C1、C2上的电压也分别为Ui/2。图1-11半桥型开关电源原理图和波形图半桥型开关电源的自平衡能力强，不易使变压器由于VT1、VT2的导通时间不一致而产生磁饱和现象，导致功率开关管VT1、VT2损坏。当VT1、VT2导通时间不一致时，变压器初级N1绕组的励磁电流大小不一样，致使电容C1、C2上的电压不相等，励磁电流越大，则对应的电容器电压越小，从而起到自平衡对称作用。由于每个功率开关管上的电压只有输入电源电压Ui的一半，所以要输出同样的功率，每个功率开关管中流过的电流就要增大一倍。半桥型开关电源中需要避免功率开关管VT1、VT2的同时导通，需使VT1、VT2功率开关管的导通时间相互错开，相互错开的最小时间称为死区时间。

6．全桥型结构

全桥型开关电源工作原理图如图1-12所示。该电源由4个功率开关管VT1、VT2、VT3、VT4组成桥式电路，由VT1和VT4、VT2和VT3分别组成两个导通回路。当VT2、VT3的触发控制信号有效时，VT1、VT4的触发控制信号无效。VT2、VT3导通时，输入电源Ui经VT2、变压器的初级绕组N1和开关VT3形成电流回路，加至变压器初级绕组的电压幅度为电源电压Ui，并经次级二极管VD1整流、滤波后输出，为负载供电。同理，当VT2、VT3关断，VT1、VT4导通时，输入电源Ui从与VT2、VT3导通时电流相反的方向为变压器初级绕组N1励磁，并通过次级绕组N2和整流二极管V2为负载供电，这样在次级得到如图1-12(b)中Up-p所示的脉冲波形。图1-12全桥型开关电源原理图和波形图和半桥型开关电源相比，由于加在全桥型变压器初级绕组上的电压和电流比半桥开关电源的各大一倍，在同样的电源供电电压Ui下，全桥开关电源的输出功率比半桥开关电源大4倍。同样，在全桥开关电源中也存在4个功率开关管VT1、VT2、VT3、VT4共态导通问题，这点也可以通过设置死区时间的方法来克服。

1.4开关电源辅助技术

1.4.1多输出电源

1．主开关电源

主开关电源的输出功率较副电源、行输出级二次电源的输出功率大。主开关电源主要为主负载电路提供110～145 V的直流电压。主开关电源将220 V交流输入电压直接整流、滤波为300 V左右的直流电压，经过开关稳压调整环节中的开关调整管、开关变压器、稳压控制电路、激励脉冲产生电路对300 V左右的直流电压进行DC/DC开关变换，产生各种所需的稳定直流电压输出。主开关电源停止工作，则相应的功率放大级也将停止工作，主负载将失去直流供电。

2．副电源

副电源的主要作用是为微处理器等控制电路提供低电压(+5 V)。由于负载小，副电源电路可采用简易开关电源或线性稳压电源。无论负载处于正常工作状态还是待机状态，副电源都处于连续工作状态。

3．多电源电路的主要特点

(1)负载均要求具有高可靠性，对电源的要求是除了提供较大的功率，还要求有较高的效率。

(2)电源输入能适应110 V或220 V交流供电的需要。一般要求电源对交流输入电压的适应范围为90～245 V，并对50 Hz及60 Hz输入频率均能适应。

(3)输出端与输入端隔离。输出取样反馈回路必须采用隔离元件进行电源初、次级的隔离，以提高设备的抗干扰性和安全性。

(4)电源电路有良好的过压、过流、输出短路及复位功能。

(5)可实现遥控待机功能，设计有副电源电路(待机电源)。1.4.2倍压/桥式整流切换

为了保证负载能在较宽的交流输入电压范围(如在90～245 V)正常工作，需要倍压/桥式整流自动切换电路，使它在110 V交流输入电压下工作在倍压整流方式，而在220 V交流输入电压下工作在桥式整流方式，从而使电源在110 V/220 V两种交流供电情况下都能正常工作。

倍压/桥式整流自动切换电路的原理图如图1-13所示。图1-13倍压/桥式整流自动切换电路当输入220 V交流电压时，通过电压检测电路使双向晶闸管VS截止，这时电容C1、C2相串联，整流电路为普通桥式整流工作方式，整流输出电压Uo为300 V左右的直流电压。

当交流输入电压为110 V时，通过电压检测电路使双向晶闸管VS导通，整流电路工作在倍压整流方式。

倍压整流的工作原理如下：在交流电压的正半周时，交流电经二极管VD1、电容C1、双向晶闸管VS形成回路，并给电容C1充电；在交流电压的负半周时，交流电经双向晶闸管VS、电容C2和二极管VD4形成回路，并给电容C2充电，输出电压Uo为电容C1、C2上电压之和，形成倍压整流。1.4.3微处理器控制

1．待机控制电路(一)

如图1-14所示，微处理器在待机状态下输出的高电平使VT1饱和导通，VT2截止，将行振荡电路的供电电压切断，整机处于无声、无光的待机状态。为了降低待机状态下的整机功耗，微处理器还要使开关电源由正常振荡转变为低频弱振荡，使 +B输出电压减小到正常值的1/2，但仍为微处理器控制电路提供 +5 V电压。这种待机控制电路的特点是整机必有一个电源，并且待机状态下整机功耗较小，所以使用较多。图1-14待机控制电路(一)

2．待机控制电路(二)

如图1-15所示，微处理器在待机状态下输出的待机控制信号使主开关电源停止工作，从而使负载处于静止的待机状态。这种待机控制电路的特点是，必须有一个副开关电源，它为微处理器提供 +5 V电压。图1-15待机控制电路(二)

3．待机控制电路(三)

如图1-16所示，微处理器在待机状态下输出的高电平使VT1饱和导通，继电器RY1绕组中有电流通过，绕组产生的电磁力使交流触点开关断开，将负载电源切断。在这种待机控制电路中，一旦进入待机状态后，微处理器也失去了 +5 V供电，无法再利用遥控器等使负载进入正常运行状态，所以这种待机控制电路又称做交流关机控制电路。图1-16待机控制电路(三)

4．待机控制电路(四)

如图1-17所示，微处理器在待机状态下输出的低电平使VT1截止，继电器RY1线圈断电流，继电器开关断开，交流220 V主开关电源被切断，于是电子设备处于无声、无光的待机状态。图1-17待机控制电路(四)

5．待机控制电路(五)

如图1-18所示，微处理器在待机状态下输出的高电平使VT1饱和导通，将行驱动管VT2基极上的驱动脉冲由VT1的

c-e极短路，使行扫描电路停止工作。这种待机控制电路中，微处理器所需的 +5 V供电电压和行输出所需的 +B电压都由同一开关电源提供，省掉了副电源电路，但是开关电源在待机状态下仍正常工作，待机状态下整机的功耗约为10 W。图1-18待机控制电路(五)1.4.4防干扰技术

防开机浪涌电流电路如图1-19所示。在设备开机瞬间，由于滤波电容C1上的初始电压为零，所以C1的起始充电电流很大。传统电路简单地用大功率电阻R1来限制开机浪涌电流，但是此电阻在负载进入正常工作状态后，仍串接在电路中，这会使整机功耗增大，同时也易引起整机温升。图1-19防开机浪涌电流电路开关电源防开机浪涌电流电路有以下两种：

(1)晶闸管控制电路。

晶闸管控制的防开机浪涌电流控制电路如图1-20所示。由于开机瞬间浪涌电流很大，所以在电阻R1上的压降也很大，使VZD3击穿导通并引起VT1导通。VT1的c、e极导通使晶闸管VS2的触发极被短路，VS2处于截止态，开机浪涌电流全部从限流电阻R1中流过。当滤波电容C1充电结束，负载进入正常工作状态后，流经电阻R1的电流为正常工作电流，限流电阻R1两端的电压下降，VZD3和VT1恢复截止，晶闸管VS2的控制极经电阻R2获得触发电压，使晶闸管VS2导通，整机电流不再流经电阻R1，而经晶闸管VS2旁路，电阻R1不再消耗功率。图1-20晶闸管控制的防开机浪涌电流控制电路

(2)继电器控制电路。

图1-21为采用继电器控制的防开机浪涌电流电路。开机瞬间开关电源还未正常工作，电容C2上无电压，VZD2和VT1均截止，继电器RY1绕组中无电流通过，RY1的触点开关断开，所以防开机浪涌电流电路作用。当开关电源正常工作后，C2上有正常电源电压，这时，VZD2、VT1导通，RY1绕组中有电流通过，继电器触点开关闭合将R1短路，电阻R1不再消耗功率。图1-21继电器控制的防开机浪涌电流电路

1．电磁干扰

开关电源的优点是效率高、体积小，但由于其始终工作在高频开关状态，所以会产生极大的高频谐波成分，而这些高频谐波成分辐射到空间，极易干扰其他设备正常工作。干扰有两方面的含义，一是开关电源本身产生的干扰信号对别的机器正常工作的影响；二是开关电源本身抗外界干扰，保证自身正常工作的能力，即所谓抗干扰性。

1)开关管的工作状态

开关电源中的开关管在工作时会产生较大的脉冲电压和脉冲电流，而脉冲电压、电流中包含有许多高次谐波。同时，在开关管导通时，由于开关变压器漏感和输出整流二极管的恢复特性形成的电磁振荡，在二极管上会产生浪涌电压；在开关管断开时，变压器漏感也会产生浪涌电压，这些都将成为噪声干扰源。

2)二极管的恢复特性

硅二极管进行高频整流时，由于存在结电容，正向电流所积蓄的电荷在加反向电压时不能马上消失。这种载流子积蓄效应使二极管流过反向电流，这段时间称做反向恢复时间。在反向恢复时间内，由于反向电压较大，会产生较大损耗。如果反向电流恢复时的电流上升率di /dt较大时，由于电感作用产生较大的尖峰电压，这就形成恢复噪声。恢复噪声既可通过吸收回路实现，也可通过谐振开关技术实现。恢复电路对提高开关电源的可靠性及减小干扰有很大的作用。肖特基二极管没有载流子积蓄效应，所以恢复噪声很小，在恢复电路中应用较多。

3)变压器

变压器绕组中电流形成的磁通大部分通过高导磁率的磁芯，但仍会有少部分通过绕组与间隙辐射出去，成为所谓漏磁通，这些漏磁通将形成电磁感应干扰。

4)整流滤波电容

由于交流输入的开关电源在输入端接有整流滤波电路，使整流二极管的导通角很小，整流电流的峰值很大，这种脉冲状的二极管整流电流也会产生干扰。

2．干扰的抑制方法

1)抑制干扰发生源的电平

干扰的来源为电流、电压急剧变化的部分，是由功率开关管、整流二极管和周围电路引起的。为此应尽量降低电流和电压波形的变化率。利用吸收电路可以降低浪涌电压，并减少开关变压器的漏感。

2) RC吸收回路

如图1-22、图1-23所示的RC、RCD吸收回路可以起到减少脉冲电流、电压变化率的效果，改善开关电路的工作条件，从而减少干扰，保护功率开关管。图1-22RC吸收回路图1-23RCD吸收回路

3)利用LC干扰抑制电路

LC干扰抑制电路如图1-24所示，可以起到电源供电输入端与开关电源端干扰信号的双向抑制作用。图中的电抗器T的匝数比为1，同名端如图所示，是一种共模干扰抑制电感，它对电源输入端或开关电源端产生的共模干扰信号等效阻抗很大，从而起到共模干扰信号的抑制作用。图1-24LC干扰抑制电路

1.5开关器件的选择与驱动

1.5.1开关器件的特征和类型

1．电力电子器件的特征

与处理信号的电子元件相比，开关电源的开关器件具有以下特征：

(1)最主要的参数是承受电功率的大小，即承受电压和电流的能力，处理电功率的能力从毫瓦级至兆瓦级，远大于普通信号电路中的电子器件。

(2)电源用电子器件一般都工作在开关状态。导通时(通态)阻抗很小，接近于短路，管压降接近于零，而电流由外电路决定；断开时阻抗很大，接近于开路，电流几乎为零，而管子两端电压由外电路决定。电力电子器件的动态特性和参数，是其特性的重要方面，有时甚至上升为第一位的重要问题。作电路分析时，可用理想开关来代替电子器件。

(3)电路中电源电子器件需要由信息电子电路来控制。在主电路和控制电路之间，需要驱动电路对控制电路的信号进行隔离放大。

(4)在器件开通或关断的转换过程中产生的开通损耗和关断损耗总称开关损耗，而通态损耗是器件功率损耗的主要成因。器件开关频率较高时，开关损耗会随之增大，成为器件功率损耗的主要因素。为保证不发生因损耗散发的热量导致器件温度过高而损坏的问题，不仅在器件封装上要注意散热的设计，在其工作时还要安装散热器。

2．电源电子器件的系统组成

电源系统由控制电路、驱动电路和以电力电子器件为核心的主电路组成。

(1)控制电路按系统的工作要求形成控制信号，通过驱动电路去控制主电路中电力电子器件的通或断，来完成整个系统的功能。附加的一些保护电路、检测电路也属于控制电路。

(2)驱动电路位于主电路和控制电路之间，将大电压和大电流的主电路与小电压和小电流的控制电路进行电气隔离，而通过其他手段如光、磁等来传递信号。

(3)开关器件一般有三个端子，其中两个连接在主电路中，而第三端被称为控制端或称控制极。器件通断是通过在其控制端和一个主电路端子之间加一定的信号来控制的，这个主电路端子是驱动电路和主电路的公共端，一般是主电路电流流出器件的端子。

3．电源电子器件的分类

按照器件能够被控制电路信号所控制的程度，可将其分为以下三类：

(1)半控型器件：通过控制信号可以控制其导通而不能控制其关断。晶闸管及其大部分派生器件均属于此类器件，器件的关断由其在主电路中承受的电压和电流决定。

(2)全控型器件：通过控制信号既可控制其导通又可控制其关断。例如，绝缘栅双极型晶体管IGBT，电力场效应晶体管MOSFET，门极可关断晶闸管GTO等。

(3)不可控器件：不能用控制信号来控制其通断，因此也就不需要驱动电路。例如电力二极管等，器件的通和断是由其在主电路中承受的电压和电流决定的。按照驱动电路加在器件控制端和公共端之间信号的性质，可将其分为两类：

(1)电流驱动型：通过从控制端注入或者抽出电流来实现导通或者关断的控制，如大功率晶体管GTR等。

(2)电压驱动型：仅通过在控制端和公共端之间施加一定的电压信号就可实现导通或者关断的控制，如IGBT等。电压驱动型器件实际上是通过加在控制端上的电压在器件的两个主电路端子之间产生可控的电场来改变流过器件的电流大小和通断状态，所以又称为场控器件，或场效应器件。1.5.2电力二极管

1．电力二极管的基本特性

1)静态特性

电力二极管的静态特性指其伏安特性，当电力二极管承受的正向电压达到一定值，即门槛电压UTO时，正向电流才开始明显增加，处于稳定导通状态。与正向电流IF对应的二极管两端的电压UF即为其正向电压降。当电力二极管承受反向电压时，只有微小而数值恒定的反向漏电流。

2)开通过程

电力二极管的正向压降先出现一个过冲UFP，经一段时间才接近稳态压降，如图1-25所示。其中，uF表示二极管压降，iF表示二极管正向电流，tfr为正向恢复时间。电流上升率越大，UFP越高。

3)关断过程

电力二极管经过一段短暂的时间才能重新获得反向阻断能力，进入截止状态。在关断之前有较大的反向电流出现，并伴随有明显的反向电压过冲。如图1-26所示，URP为最大反向电压，IRP为最大反向电流，trr为反向恢复时间(trr越小越好)。图1-25开通过程图1-26反向恢复过程中电流和电压波形

2．电力二极管的主要类型

(1)整流二极管：该类二极管一般用于开关频率不高(1 kHz以下)的整流电路，其反向恢复时间较长，一般在5 s以上，正向电流额定值和反向电压额定值很高，分别可达数千安和数千伏以上。

(2)快恢复二极管(FRD)：指恢复过程很短，特别是反向恢复过程很短的二极管，也称快速二极管。该类二极管的反向恢复时间短(可低于50 ns)，正向压降也很低(0.9 V左右)，但其反向耐压多在400 V以下。超快恢复二极管的快速恢复时间甚至仅为20～30 ns。

(3)肖特基二极管：该管的反向恢复时间很短(10～40 ns)，正向恢复过程中也不会有明显的电压过冲。在反向耐压较低的情况下，肖特基二极管的正向压降也很小，明显低于快恢复二极管。其开关损耗和正向导通损耗都比快速二极管还要小，故效率较高。肖特基二极管当反向耐压提高时其正向压降也会高，因此多用于低压条件下。1.5.3电力场效应晶体管

1．电力场效应晶体管的特点

电力场效应晶体管简称电力MOSFET，其特点是用栅极电压来控制漏极电流，驱动电路简单，需要的驱动功率小，开关速度快，工作频率高，热稳定性好。但由于该管的电流容量小，耐压低，因此它一般用于功率不超过10 kW的电源电子装置。

2．电力MOSFET的结构和工作原理

电力MOSFET的种类按导电沟道可分为P沟道和N沟道，图1-27(a)所示为N沟道电力MOSFET的结构，图(b)为电力MOSFET的电气图形符号。

电力MOSFET的工作原理是：在截止状态，漏、源极间加正电源，栅、源极间电压为零，P基区与N漂移区之间形成的PN结反偏，漏、源极之间无电流流过；在导通状态，即当UGS大于开启电压或阈值电压UT时，栅极下P区表面的电子浓度将超过空穴浓度，使P型半导体反型成N型而成为反型层，该反型层形成N沟道而使PN结消失，漏极和源极

导电。电力MOSFET的开关时间在10～100 ns之间，工作频率可达100 kHz以上，是电力电子器件中最高的。由于电力MOSFET是场控器件，静态时几乎不需输入电流，但在开关过程中需对输入电容充、放电，故仍需一定的驱动功率。开关频率越高，所需要的驱动功率越大。

因为电力MOSFET开关频率可达到100 kHz，采用专用驱动芯片最为理想。IR2011、IR221×系列均可工作在100 kHz以上。同类型的高压板桥驱动IC有很完善的保护机制，可以很好地应用于半桥、全桥、三相全桥等拓扑结构。图1-27电力MOSFET的结构和电气图形符号1.5.4绝缘栅双极晶体管

1．IGBT的结构和工作原理

IGBT为三端器件，分别为栅极G、集电极C和发射极E，如图1-28所示。IGBT的驱动原理与电力MOSFET基本相同，是场控器件，通断由栅、射极电压UGE决定。导通状态：UGE大于开启电压，MOSFET内形成沟道，为晶体管提供基极电流，IGBT导通；关断状态：栅、射极间施加反压或不加信号，MOSFET内的沟道消失，晶体管的基极电流被切断，IGBT关断。图1-28IGBT的结构和电气图形符号

2．IGBT的特性和参数特点

(1)开关速度高，开关损耗小。

(2)相同电压和电流时，安全工作区大，且具有耐脉冲电流冲击的能力。

(3)通态压降比MOSFET低，特别是在电流较大的区域。

(4)输入阻抗高，输入特性与MOSFET类似。

(5)与MOSFET和GTR相比，耐压和通流能力进一步提高，同时保持开关频率高的特点。

3．IGBT驱动电路

1) IGBT栅极驱动模块的选用

IGBT栅极驱动模块EXB841、M57962L均可用于驱动1200V系列400 A以内的IGBT模块，且具有过流检测及保护功能。

2)驱动模块外围电路

IGBT在关断时，管子的集电极、发射极之间产生的电压上升率du/dt高达30 000 V/μs。过高的du/dt会产生较大的位移电流，并导致产生较大的集电极脉冲浪涌电流，很容易使IGBT发生动态擎住现象。为了避免IGBT发生这种误动作，必须在IGBT栅极加负偏压。

3) IGBT模块与滤波电容的连接

IGBT的输入特性与MOSFET类似，输入阻抗较高。如果驱动电路失去电压，则IGBT的栅极失去负偏压，对发射极呈高阻态。此时一旦有干扰窜至IGBT的栅极，则IGBT模块的上、下两管易同时导通。如果IGBT模块直接与数千微法的滤波电容连接，那么滤波电容储存的能量会通过IGBT模块的上、下管直接释放，易导致IGBT模块损坏。因此大功率电源设计时应考虑加入控制电路，以使在开机时先接通控制、驱动部分电路的电源，后将IGBT模块与滤波电容连接。在关机时先将IGBT模块与滤波电容断开，后关断控制、驱动部分电路的电源。

4．功率模块与功率集成电路

功率模块将多个器件封装在一个模块中，以缩小装置体积，降低成本，提高可靠性。对工作频率高的电路，这样做可大大减小线路电感，从而简化对保护和缓冲电路的要求。

将器件与逻辑、控制、保护、传感、检测和自诊断等信息电子电路制作在同一芯片上，称为功率集成电路(PIC)。智能功率模块(IPM)则专指IGBT及其辅助器件与其保护和驱动电路的单片集成，也称智能IGBT。功率集成电路实现了电能和信息的集成，成为开关变换电路的理想接口。1.5.5集成门极换流晶闸管

集成门极换流晶闸管(IntegratedGateCommutatedThyristor，IGCT)是一种新型半导体开关器件，它将门极驱动电路与门极换流晶闸管(GCT)集成于一个整体。IGCT是基于GTO结构的电力半导体器件，不仅具有与GTO相同的高阻断能力和低通态压降，而且具有与IGBT相同的开关性能，可以说是GTO和IGBT相互取长补短的结果，是一种较理想的兆瓦级、中压开关器件，非常适用于6 kV和10 kV的中压开关电路。IGCT在不串不并的情况下，二电平逆变器容量可达0.5～3 MVA，三电平逆变器容量可达1～6 MVA。若反向二极管分离，不与IGCT集成在一起，二电平逆变器容量可扩至4.5 MVA，三电平容量扩至9 MVA，现在已有这类器件构成的变频器系列产品。目前，IGCT已经商品化，IGCT产品的最高性能参数为4.5 kV/4kA，最高研制水平为6 kV/4 kA。

1．IGCT的结构与工作原理

图1-29所示为IGCT的符号，它与GTO相似，为四层三端器件，其导通原理与GTO一样，但关断原理与GTO完全不同。在IGCT的关断过程中，可瞬间从导通转到阻断状态，变成一个PNP晶体管，所以，它无外加du/dt限制；而GTO必须经过一个既非导通又非关断的中间不稳定状态进行转换，所以GTO需要很大的吸收电路来抑制重加电压的变化率du/dt。阻断状态下IGCT的等效电路可认为是一个基极开路的低增益PNP晶体管与门极电源的串联。IGCT可像IGBT一样无缓冲运行，无二次击穿，拖尾电流虽大但时间很短。图1-29IGCT符号

2．IGCT的应用

现有的高压变频器中大多采用低压IGBT和高压IGBT。IGBT具有快速的开关性能，但在高压变频中其导电损耗大，而且需要许多IGBT复杂地串联在一起。相对低压IGBT来讲，高压IGBT串联的数量相对要少一些，但导电损耗却更高。元件总体数量的增加使变频器的可靠性降低，柜体尺寸增大，成本提高。因此新型高压、大电流变频调速器采用IGCT，可以实现快速、均衡换流和低损耗。由于IGCT像IGBT那样具有快速开关功能，像GTO那样导电损耗低，所以在高压、大电流各种应用领域中可靠性更高。与其他类型变频器的拓扑结构相比，采用电压源型逆变器的IGCT的结构更简单，效率更高。对于4.16 kV的变频器，逆变器中需要24个高压IGBT，如使用低压IGBT，则需60个，而若采用IGCT则只需12个。尽管IGCT变频器不需要限制du/dt的缓冲电路，但是其本身不能控制di/dt(这是IGCT的主要缺点)，所以为了限制短路电流上升率，在实际电路中常串入适当电抗。

整套逆变器由11个元器件组成：6个IGCT(带集成反向二极管)，1个电抗，1个钳位二极管，1个钳位电容和1个电阻，一套门极驱动电源。一套3 MVA的逆变器外形尺寸仅为780 mm × 590 mm × 333mm，其结构紧凑，元器件数少，可靠性高，成本低。有效硅面积小、低损耗、快速开关等优点保证了IGCT能可靠、高效地用于300kVA～10 MVA变流器，而不需要串联或并联。IGBT与IGCT相比，尽管前者具有一些优良的特性，如能实现di/dt和du /dt的有源控制、有源钳位，易于实现短路电流保护和有源保护等，但因存在着导通损耗高、硅有效面积利用率低、损坏后造成开路以及无长期可靠运行数据等缺点，限制了其在高功率低频变流器中的实际应用。因此在大功率MCT问世以前，IGCT将成为普遍使用的高功率高电压器件。1.5.6缓冲电路

1．缓冲电路的作用

缓冲电路也叫吸收电路，其作用就是抑制器件的内部过电压和du /dt、过电流和di /dt，减小器件的开关损耗。

(1)关断缓冲电路，也称du /dt抑制电路，其作用是吸收器件的关断过电压和换相过电压，抑制du /dt，减小器件的关断损耗。

(2)开通缓冲电路，也称di /dt抑制电路，其作用是抑制器件开通时的电流过冲和di /dt，减小器件的开通损耗。

将关断缓冲电路和开通缓冲电路结合在一起可形成复合缓冲电路，如图1-30所示。图1-30缓冲电路

2．缓冲电路中的元件设计

C2和R2的取值可通过实验确定或参考工程手册，VD2必须选用快恢复二极管，额定电流不小于主电路器件的1/10，尽量减小线路电感，选用内部电感小的吸收电容，中小容量场合可只在直流侧设一个du/dt抑制电路，对IGBT甚至可以仅并联一个吸收电容。晶闸管在实用中一般只承受换相过电压，没有关断过电压，关断时也没有较大的du/dt，一般采用RC吸收电路即可解决。

1.6整流电路

1.6.1恒功率整流

普通的限流型整流器有恒压型整流器和恒流型整流器之分。在恒压型整流器中，其输出电压保持不变。而在恒流型整流器中，其输出电流保持不变，如果负载电流超过限流值，整流器输出电压将随电流的增加迅速下降，直至整流器过流而关断。在恒流型限流整流器中，其额定电流、限定电流和过流三个电流值相当接近。而恒功率整流器是在交流输入电压和直流输出电压的变化范围内均能给出额定功率。恒功率整流器与普通限流型整流器的不同之处是它有三个不同的输出阶段，即在恒压阶段和恒流阶段中插入了一个恒功率阶段。恒压阶段和恒流阶段的工作情况与普通限流型整流器完全相同，恒功率阶段是普通限流型整流器所没有的，有了恒功率阶段便可使整流器输出功率保持不变。普通的限流型整流器的输出电流超过限定值时，输出电压会大幅度降低，不能保证输出功率不变。但在恒功率整流器中，随着输出电流超过限定值时，输出电压也会降低，但降低速度较慢，基本保持其输出功率不变，负载设备仍然可以正常工作。所以在采用恒功率整流器的开关电源的设计中，只需考虑电子设备的最大负荷和整流器的冗余，以确定开关电源的额定输出功率，也随之确定了输出电压和输出电流的调整范围。1.6.2倍流整流

倍流整流器由高频变压器次级绕组、两个电感器、两个整流二极管和输出电容器组成。倍流整流器的特点是高频变压器次级绕组没有中心抽头，两个滤波电感器绕制在同一个磁芯上，其电感量相等。这样，流过变压器次级绕组和两个电感器的电流只是输出负载电流的一半，因此大大简化了高频变压器和滤波电感器的结构设计，也缩小了倍流整流器的尺寸。倍流整流器的输出电流是两个滤波电感器电流之和，而两个滤波电感器电流的脉动电流可以相互抵消，所以倍流整流器可以得到脉冲电流很小的直流输出。1.6.3同步整流

高速数据处理系统、笔记本电脑等需要低电压的超大规模高速集成电路，导致电源的整流损耗变成了主要损耗。以往DC/DC变换器采用硅肖特基二极管(Si-SBD)作为输出整流二极管，DC/DC变换器正常工作时，Si-SBD的正向压降UnF为0.4～0.6 V，而DC/DC变换器的输出电压为5 V左右，当输出电流较大时，Si-SBD上的功耗很大，DC/DC变换器的效率大大降低。现在高速数据处理系统的电源电压已降到3 V左右，甚至降到1.5～1.8 V，显然用Si-SBD作为输出整流二极管时，效率更低。研究显示，大约有22%的功率消耗在Si-SBD输出整流管上。由于MOSFET的正向压降很小，因此整流电路中采用具有低导通电阻的MOSFET器件整流，可大大提高变换器的效率。图1-31是用MOSFET作为整流二极管的整流电路。MOSFET器件作为开关器件时，驱动信号加在栅极(G)和源极(S)之间，而用于整流器件时，漏极和源极间仍类似一个开关管。该整流电路属于半波整流电路，MOSFET的D极接在变压器的输出同名端，G极通过电阻R1接在变压器输出的另一端。当D为高电位时，G为低电位，MOSFET被阻断；当D为低电位时，G为高电位，MOSFET导通，在负载R0上得到整流输出。由于利用变压器实现了MOSFET器件的G极驱动信号与D、S极间开关的同步，所以将这种方式称为同步整流，用于同步整流的MOSFET开关器件称为同步整流管(SR)。图1-31MOSFET组成的同步整流电路

1.7电源指标测试与电源管理

1.7.1开关电源技术指标

开关电源主要技术指标如下：

(1)输入电压变化范围：表示当稳压电源的输入电压发生变化时，使输出电压保持不变的输入电压变化范围。这个范围越宽，表示电源适应外界电压变化的能力越强，电源使用范围越宽，它和电源的误差放大、反馈调节电路的增益及占空比调节范围有关。目前开关电源的稳压范围已可做到90～270 V，可以省去许多电器中的110 V/220 V转换开关。

(2)输出内阻Ro：输出内阻Ro是指输出电压的变化量ΔU与输出电流变化量ΔI的比值。Ro越小，表示电源输出电压随负载电流的变化越小，稳压性能越好。

(3)效率η：电源输出功率Po与输入功率Pi的比值称为电源的效率。效率越高，开关电源的体积越小，同时可靠性也越高。目前开关电源的效率可达到90%以上。

(4)输出纹波电压：开关电源的稳压过程是不断反馈调节的过程，所以在输出的直流电压Uo上会叠加一个波动的纹波电压，这个值越小则表示电源的输出性能越好。这个参数的表示有两种方法：输出纹波电压有效值或是输出纹波电压的峰峰值Up-p。

(5)输出电压调节范围：电源的输出电压只和基准电压与输出取样电路的元器件参数有关，反映在线性电源上是稳压调整管集电极电流的变化范围，而反映在开关电源上则是开关调整管脉冲占空比D的变化范围。

(6)输出电压稳定性：表示输出电压随负载变化而变化的特性。这个变化量越小越好。这个参数与反馈调节回路的增益及频响特性有关，反馈调节回路增益越高，基准电压UE越稳定，输出电压Uo的稳定性也越好。

(7)输出功率Po：表示电源能输出给负载的最大功率。Po与负载功率有关，为了保证电源安全，要求该值有20%～50%的裕量。1.7.2电源管理

1．集中监控管理系统

当前的电源集中监控管理系统在进一步完善，在建设该系统时应将重点放在直流系统，特别是在基础电源系统为48 V的主蓄电池、发电机组的启动电池、UPS后备电池的智能化管理方面，要加强告警装置的智能设计。

2．防雷问题

雷电易引起火灾、爆炸，特别是对电力、通信领域危害更严重。全面防雷应采取综合治理、整体防御、多重保护、层层设防的原则，特别是要严格控制雷击点，安全引导雷电流入地、完善低电阻地网、消除地面回路、电流浪涌保护、信号及数据线瞬变保护等是行之有效的防雷措施。

由于雷电的产生受周边环境等多种因素的影响，因此不管采用任何型号的防雷器、过电压保护器、过流型避雷器、过压型浪涌抑制器等，都必须与良好的联合接地系统相配合才能有效发挥作用。

3．交流不间断电源系统

不间断电源系统的高可靠性是基本要求，其负载主要是信息系统，是全面计算机化的系统，其重要性会越来越高，所以提高不间断电源供电系统的可靠性是一研究重点。

品质好的不间断电源系统设备应该具备以下基本功能：

(1)能在各种复杂的电网环境下投入运行，在电网电压变化范围较大的情况下仍能正常运行。

(2)在运行中不会对供电电网产生其他附加的干扰。

(3)它的输出电性能指标应是全面的、高质量的，能够持续满负荷运行。

(4)本身具有高效率。

(5)有高智能化的自动管理功能。

4．整流器设备

对于整流器设备，我们要选择输出能力强、效率高的产品。由于电子设备多是在开关机的瞬间过程出现故障的，因此在验收设备时最好适量增加开关机的次数。

5．蓄电池

由于电池使用场所及放电方式不同，对其的要求也是不一样的。

(1)接入网所用电池应选择适合小电流、长时间深度放电的电池。

(2)不间断电源系统所用电池应选择适合大电流、短时间深度放电的电池。

(3)太阳能供电系统配套的电池应选择具有长时间深度放电、回充速度快、充放电效率高、无规律充放电、充电电流可波动等特点的电池。1.7.3技术指标测试

1．输出电压调整率

当设计制作开关电源时，基本要求是输出电压需调整至指标之内。此步骤完成后才能确保后续的指标是否符合要求。通常当调整输出电压时，将输入交流电压设定为正常值，并且将输出电流设定为正常值或满载电流，然后测量电源的输出电压值并调整电压值位于所要求的范围内。

2．电源调整率

电源调整率的定义为电源供应器于输入电压变化时能够提供其稳定输出电压的能力。此项测试用来验证电源在最恶劣的电源电压环境下，电源供应器的输出电压的稳定度是否满足需求规定：高温条件下，当用电需求量最大时，其电源电压最低；低温条件下，当用电需求量最小时，其电源电压最高。

3．电压调整率

电压调整率指能提供可变电压的电源所提供的最低到最高的输出电压的范围。测试步骤如下：将待测电源设备以正常输入电压及负载状况下稳定供电时，分别测出最低输出电压Uo min、正常输入电压Uo normal及最高输出电压Uo max，电压调整率ρ定义为(1-6)

4．负载调整率

负载调整率定义为开关电源的输出负载电流变化时能够提供稳定输出电压的能力。此项测试用来验证电源在最恶劣负载环境下，如在负载断开、用电需求量最小、负载电流最低的条件下，以及在负载最多、用电需求量最大、负载电流最高的两个极端下，验证电源的输出电源稳定度是否合乎需求的规格。所需的测试设备和连接与电源调整率相似，唯一不同的是需要精密的电流表与待测电源的输出串联。测试步骤如下：将待测电源以正常输入电压及负载状况下稳定后，测量正常负载下输出电流值，再分别在轻载、重载负载下，测量并记录其输出电流值。负载调整率通常用额定输入电压下由负载电流变化所造成其输出电流偏差率的百分比表示。当输出负载电流变化时，其输出电压之偏差量须在规定之上下限电压范围内，即输出电压之上下限绝对值以内。

5．综合调整率

综合调整率的定义为电源供应器在输入电压与输出负载电流变化时能够提供其稳定输出电压的能力。这是电源调整率与负载调整率的综合。综合调整率用下列方式表示：当输入电压与输出负载电流变化时，其输出电压的偏差量须在规定的上下限电压范围内。

6．输出噪声

输出噪声(PARD)是指在输入电压与输出负载电流均不变的情况下，其平均直流输出电压上的周期性与随机性偏差量的电压值。输出噪声是表示在经过稳压及滤波后的直流输出电压中含有不需要的交流和噪声部分，包含低频50/60 Hz电源倍频信号、高于20kHz的高频切换信号及其谐波，再与其他随机信号所组成等，通常以毫伏峰峰(mVp-p)值电压为单位来表示。一般的开关电源的指标以输出直流电压的1%以内为输出噪声规格，其频宽为20 Hz～20 MHz，或其他更高的频率如100 MHz等。一般要求开关电源在恶劣环境，如输出负载电流最大、输入电源电压最低等，其输出直流电压加上干扰信号后的输出瞬时电压仍能够维持稳定的输出电压不超过输出高、低电压界限，否则将可能导致电源电压超过或低于逻辑电路(如TTL电路)所承受的电源电压而误动作，进而造成死机的故障。

1.8电磁兼容技术与噪声

1.8.1电磁兼容性标准

电磁兼容性是指设备或系统在其电磁环境中能正常工作且不对该环境中的任何设备构成不能承受的电磁干扰的能力。

要彻底消除设备的电磁干扰是不可能的，只能通过系统地制定设备与设备之间的相互允许产生的电磁干扰的大小及抵抗电磁干扰的能力的标准，才能使电气设备及系统间达到电磁兼容的要求。国内外大量的电磁兼容性标准为系统内的设备相互达到电磁兼容性制定了约束条件。1.8.2开关电源的电磁兼容性

1．电磁兼容性

在很多场合，开关电源，特别是通信开关电源要有很强的抗电磁干扰能力，如对浪涌、电网电压波动的适应能力，对静电干扰、电场、磁场及电磁波等的抗干扰能力，保证自身能够正常工作以及对设备供电的稳定性。

一方面，因开关电源内部的功率开关管、整流或续流二极管及主功率变压器是在高频开关的方式下工作，其电压、电流波形多为方波。在高压大电流的方波切换过程中，将产生严重的谐波电压及电流。这些谐波电压及电流一方面通过电源输入线或开关电源的输出线传出，对与电源在同一电网上供电的其他设备及电网产生干扰，使设备不能正常工作。另一方面，严重的谐波电压和电流在开关电源内部产生电磁干扰，从而造成开关电源内部工作的不稳定，使电源的性能降低。还有部分电磁场通过开关电源机壳的缝隙向周围空间辐射，与通过电源线、直流输出线产生的辐射电磁场一起通过空间传播的方式，对其他高频设备及对电磁场比较敏感的设备造成干扰，引起其他设备工作异常。

因此对开关电源要限制由负载线、电源线产生的传导干扰及有辐射传播的电磁场干扰，使处在同一电磁环境中的设备能够正常工作，互不干扰。

2．电磁兼容的要素

电磁兼容的三个要素为：干扰源、传播途径及受干扰体。

开关电源因工作在开关状态下，其引起的电磁兼容性问题是相当复杂的。从整机的电磁兼容性讲，主要有共阻抗耦合、线间耦合、电场耦合、磁场耦合和电磁波耦合几种。

(1)共阻抗耦合主要是干扰源与受干扰体在电气上存在共同阻抗，通过该阻抗使干扰信号进入受干扰对象。

(2)线间耦合主要是产生干扰电压及干扰电流的导线或PCB线，因并行布线而产生的相互耦合。

(3)电场耦合主要是由于电位差的存在，产生的感应电场对受干扰体产生的耦合。

(4)磁场耦合主要是大电流的脉冲电源线附近产生的低频磁场对干扰对象产生的耦合。

(5)电磁波耦合主要是由于脉动的电压或电流产生的高频电磁波，通过空间向外辐射，对相应的受干扰体产生的耦合。

3．提高开关电源的电磁兼容性

从电磁兼容性的三要素讲，要提高开关电源的电磁兼容性，需从以下三个方面进行：

(1)减小干扰源产生的干扰信号。

(2)切断干扰信号的传播途径。

(3)增强受干扰体的抗干扰能力。第2章自激式开关电源

2.1自激式开关电源的结构和保护电路2.2自激电源的优化2.3自激式降压型集成电源2.4升压式自激电源2.5开关电源的隔离2.6自激开关电源应用设计2.7典型设备开关电源

2.1自激式开关电源的结构和保护电路

2.1.1自激式降压电源的结构和工作原理

1．基本结构

降压型开关电源是最基本的开关电源，图2-1是自激式降压开关电源的结构图。输入的直流电压经过开关管通/断控制变成周期性矩形波。设开关周期为T，开关管导通时间为ton，开关管截止时间为toff。图2-1自激式降压型电源结构图

2．自激式降压型电源工作原理

图2-2所示的不隔离电源为自激式降压型开关电源的基本电路。VT1为开关管；T为储能电感；VD1为续流二极管；C2、C3分别为输入和输出电压滤波电容；VT2为脉宽调制器；VT3为误差检出放大器；VZD2、R4构成基准电压；R5、R6为输出电压取样分压器。VT1和T组成最基本的间歇振荡电路，VT1无需外驱动脉冲。T有两种功能：一是由初级绕组①-②构成储能电感；二是初级绕组①-②和次级绕组③-④构成脉冲变压器，使得VT1可以依靠脉冲变压器的正反馈作用产生振荡。图2-2不隔离电源原理图2.1.2降压型电源保护电路

降压型开关电源的输出过压保护至关重要，因为输出电压超压，不仅开关电源本身受损，负载电路也同时会损坏。新的过压保护器件的内部电路由一只小型压敏二极管VDVS和一只晶闸管VS组成，见图2-3。小电流的VDVS和晶闸管VS封装在同一芯片上，VDVS击穿后触发大电流晶闸管VS，使短路效果更可靠。该器件有A、K、G三只脚，外表与晶闸管相同，用于保护电路时，在G极和K极之间外电路加入R、C，防止干扰脉冲造成晶闸管误触发。图2-3晶闸管过压保护原理自激式降压型开关电源的过流保护相当重要，因为自激式负载短路保护功能不可能代替负载过流保护。实用中一旦开关电源负载过流引起开关管击穿，将造成严重超压，使开关电源和负载电路同时损坏。

最简单的过流保护可通过在电路中加入负载电流I0取样电路实现，原理见图2-4。在开关电源稳压输出端，设置负载电流取样电阻R0，通过R0将负载电流I0变成过流电压U0 = I0·R0。VT2作为过流控制管，当I0R0 > 0.7 V时，VT2导通，稳压管输出电压U2经VT2集电极输出，触发晶闸管导通，将开关电源负载短路，实现停振保护。该电路具有自锁功能，一旦负载电流增大的持续时间超过C的充电时间，电路触发后，即使负载电流恢复正常也不能解除保护状态，必须关断电源排除过流因素，晶闸管才能复位。电路中R0阻值的选择由负载电流保护阈值而定，一般R0取值极小，在开关电源正常负载电流时其压降小于0.3 V。R1和C1构成保护启动延时电路，防止开机瞬间负载电流冲击造成电路误动作。图2-4自激式电源过流保护原理利用晶闸管的短路保护可以实现更精确的过压保护。用分压电阻将U2分压，将分压点经过稳压二极管接入晶闸管控制极。如果U2升高，分压点电压使稳压管反向击穿，则触发晶闸管导通。由于稳压管有比较准确的稳定电压值，特性曲线比较陡，反向电流较小，因此这种过压保护精度可以达到输出电压2%以内，优于上述简单的过压保护电路。

2.2自激电源的优化

2.2.1增大降压比控制

在图2-2所示电路中，当开关管导通时，加在储能电感两端的为全部输入电压。为了使储能电感在能量释放时有较低的电压输出，只有通过压缩脉冲宽度，减小能量存储。但在脉冲幅度不变时，单纯靠减小脉冲宽度有一定限度，即受到开关管可控导通时间的限制和输出纹波增大的限制。因此，当脉宽减小到一定限度时，开关管的振荡处于占空比极小的状态，输出直流电靠滤波电容的放电予以保持，导致电源内阻增大，难以输出较大的电流。解决上述问题的方法是将原储能电感部分改为脉冲变压器，即对原脉冲变压器进行改型。开关管导通期间通过脉冲变压器初级储存能量，开关管截止时脉冲变压器通过次级向负载释放能量。如果此脉冲变压器初、次级绕组的匝数比增大，次级释放能量形成的感应电压则必然较低。假设脉冲变压器能量存储与释放是相等的，其次级电路将感应出低脉冲幅度、大电流的感应电压向负载及滤波电容放电。除此之外，脉冲变压器代替储能电感后，电路的降压功能不只依靠压缩脉宽，还可以通过改变脉冲变压器初、次级变比的方式得到设定的降压输出。依此原理设计的自激式降压型开关电源电路如图2-5所示。脉冲变压器T增设了副绕组④-⑤，在电路的振荡过程中，其元器件的作用与图2-2所示的相同。区别是储能电感和开关管的位置被互换，但对储能电路来说作用相同，对电路功能无任何影响。图2-5降压比增大电路在图2-5所示的电路中，还可以用增加副绕组的方式获得另一组更低的输出电压，如图中的U3，因为开关电源工作在稳压状态，所以U3基本上是稳定的。但是U3输出电压并未经取样反馈到脉宽控制系统，故U3的负载电流的变动将使其输出电压产生相反的变动，即负载调整率极低。此外，U3负载电流的变动还影响T初级的能量释放过程，使主输出端U2受到影响，使稳压器的稳定度变差。为了避免这个不参与稳压取样控制的输出电压的此类副作用，要求U3的输出功率不能高出主负载端输出功率的1/4，且U3的负载必须是恒定的。在电器设备中需要小功率低电压副供电电源的情况下，一般采用这种方式，此时输出U3与输入电压是隔离的。2.2.2自激电源的同步控制

1．工作原理

图2-6所示为TC-29CX电源电路。由于其待机/工作状态时负载电流大幅度变化，因此电源的工作状态也必须改变。间歇振荡电路由开关管VT901和脉冲变压器T901组成。当电源接通后，输入电压经桥式整流并滤波后，输出约300 V直流电压，直接进入VT901的集电极。R902、R903、R904和C903构成启动电路。300 V电压正极经R902、R903和R904分压，得到约100 V电压对C903充电，其充电电流作为启动脉冲送入VT901基极。电源启动后，VT901集电极电流开始增大，此电流通过T901绕组①-②到负载，再回到300V电压负极。在此过程中，T901绕组①-③感应的脉冲电压以正反馈的形式加到VT901基极，使VT901快速饱和。图2-6

TC-29CX电源电路

2．电路特点

TC-29CX电源电路的工作特点是：当T901绕组①-②和①-③的匝数比确定以后，其正反馈量仅取决于R905和R906。若R905选值过大，在电源电压较低或负载电流较大时，间歇振荡会停振，因此该电路中R905选用20 Ω。但随着电源电压的升高或负载电流的减小，反馈量又会增大。在这种情况下，VD910对正反馈脉冲进行钳位，既维持间歇振荡，又使自激反馈脉冲有所控制。在待机状态开关电源近似空载，开关管不会因反馈量过大产生过激励而增大损耗。启动电路采用电容启动，利用C903的充电电流作为VT901的启动电流，这种启动方式具有一定的保护作用。在启动过程中，C903充满电荷后即无电流流过。此时若电源工作正常，则在VT901截止期，续流二极管VD902导通，C903通过R904放电。如果电源发生故障，则造成振荡电路停振，VD902始终是截止的。因为C903的放电通路是 +B负载，其处于非工作状态，所以负载等效电阻极大，C903放电时间常数增大。电源故障排除后，开机前需将C903放电，电源才能启动。这种保护也称为多次启动保护，在开关电源有故障时，只要一次未启动，即无启动电流进入VT901基极电路，以免因多次启动而损坏VT901。

T901的接法构成了所谓的串联开关稳压器，指负载电路与开关管是串联接入电路的。这种电源有两种接法：

(1)将开关管接在T901的后面，+B输出直接取自开关管发射极。这种接法适合于1∶1的直接负载端取样电路。采用这种方式，脉冲变压器必须有单独的初级绕组，负载上得到的整流电压是取自副绕组的脉冲，这样使脉冲变压器绕制工艺复杂化，同时主、副绕组的漏感、分布电容都不可避免地相应增大。

(2)输入电压整流后，先经开关管，再进入T901的储能绕组①-②。此绕组既是VT901的电流通路，也是储能电感。在VT901截止期，T901绕组①-②释放磁能，VD902导通对C909充电，以形成整流电压供给负载，这样不仅使T901绕制工艺简化，还减少了漏感造成的损耗，使负载端的效率得到提高。

该电源由于T901和VT901的接法，无法从主负载端取样，因此采用从储能电感取样的方式。因为T901储能电感绕组①-②输出的脉冲电压，实际上也就是VD902整流后的直流电压，所以从T901绕组①-②取样，同样可以反映出主输出端电压的变化。

T901绕组①-②输出脉冲经VD903整流和C910滤波，得到取样电压，正极进入取样放大